橋式變換器中驅動電路的干擾分析及抑制

徐平凡，肖文勛，劉承香

（1.中山職業(yè)技術學院電子信息工程學院，廣東中山528404；2.華南理工大學電力學院，廣東廣州510640；3.深圳艾默生網(wǎng)絡能源有限公司，廣東深圳518000）

1 引言

在橋式變換器中，高頻干擾信號是導致變換器中上下橋臂MOSFET 發(fā)生直通的主要原因。功率器件高速通斷過程中產(chǎn)生高頻振蕩干擾信號，當干擾信號尖峰電壓幅值達到MOSFET的門檻電壓時，MOSFET 誤導通，造成橋臂的直通問題［1-4］。

目前，解決干擾問題的主要方法有［5-8］：干擾反相消除技術、軟開關技術、混沌擴頻技術、改進電路布局和布線工藝、減少電路中的寄生電感等。但這些措施普遍存在電路復雜等缺點，實用性不高。傳統(tǒng)驅動電路主要采用推挽結構加隔離變壓器，結構雖然簡單，但對干擾信號幅值無抑制作用。

本文設計了一種簡單新穎的驅動電路，通過抑制干擾信號的尖峰電壓幅值，避免橋式電路中上下橋臂MOSFET的誤導通。

2 干擾信號的產(chǎn)生機理

考慮到MOSFET 及驅動電路中的寄生電容和電感等參數(shù)，得到橋式變換器中MOSFET在關斷狀態(tài)下的等效模型，如圖1 所示。當干擾信號尖峰電壓達到導通閥值電壓Vth時，載流子迅速增加，使MOSFET導通。

圖1 MOSFET管等效模型Fig.1 Equivalent model of MOSFET

在上橋臂MOSFET T1開通的瞬間，下橋臂MOSFET T2的漏源極產(chǎn)生很高的dv/dt，MOSFET的開關速度越快，dv/dt將越大。假設MOSFET的開通時間為ton，則dv/dt近似為

當下橋臂MOSFET T2關斷時，直流母線電壓完全加在MOSFET 的寄生電容CGD和CDS上，則dv/dt產(chǎn)生的動態(tài)電流為

該電流在下橋臂MOSFET T2柵極產(chǎn)生的電壓為

式（3）中，由于分子項RG2的值大于1 Ω，而LG2僅為幾十到幾百nH，因此，RG2/LG2的數(shù)量級在1010以上。因此SLG2的值相對較小，可忽略，式（3）可以簡化為

根據(jù)控制理論穩(wěn)定性分析，可得以下2 種情況：

1）當分母值較小時。則上橋臂MOSFET T1開通會在下橋臂MOSFET T2的柵極產(chǎn)生阻尼振蕩，阻尼振蕩產(chǎn)生的條件為

即

由上式可知，當柵極電阻RG越小，柵極寄生電感LG2越大，則MOSFET 的柵極越容易產(chǎn)生阻尼振蕩。

通過對式（3）進行反拉氏變換可以得到振蕩信號的最大幅值為

2）當分母值較大時，則上橋臂MOSFET T1的開通會在下橋臂MOSFET T2的柵極產(chǎn)生指數(shù)衰減形式的振蕩干擾。通過反拉氏變換，信號振蕩幅值最大為

同理，當上橋臂MOSFET 關斷，下橋臂MOSFET開通時，上橋臂MOSFET柵極也同樣會產(chǎn)生高頻振蕩。振蕩電壓的幅值若達到MOSFET 的門檻電壓時，引起MOSFET 的誤導通，使上下橋臂的MOSFET直通，導致橋式變換器的損壞。因此抑制MOSFET 柵極的振蕩尖峰電壓的幅值可有效降低橋臂直通的風險。

3 改進型驅動電路的設計

本文設計了一種可有效抑制干擾信號幅值的驅動電路，如圖2所示。

圖2中，PWM A和PWM B分別為上下橋臂的驅動輸入信號，T1為驅動隔離變壓器，Vcc電壓為15 V，VT1和VT2分別為橋式變換器中的上下橋臂MOSFET。

1）D1，D2是在變壓器換流時提供換流的通道，使電容C3上的電壓能夠快速釋放，以提高MOSFET 的開關速度。D3，D4形成了原邊嵌位，當脈沖變壓器副邊的驅動電壓尖鋒抑制耦合到原邊，通過二極管D3，D4的嵌位，保證了電壓尖鋒的幅值不會超過驅動電壓。

2）輔助電容C4，C5作用相當于一個上負下正的電壓源，與三極管Q5，Q6一起，在MOSFET關斷的時候能夠加速抽取MOSFET 柵極電荷，實現(xiàn)功率MOSFET 快速的關斷，而且保證負壓關斷。

3）L1和L2為飽和電感，用于抑制高頻干擾信號的尖峰值。

圖2 新型橋式驅動電路Fig.2 A novel driving circuit of bridge converter

4 實驗驗證

為了驗證驅動電路的工作性能，將該電路應用于一臺3 kW（15 V/200 A）ZVS 移相全橋變換器樣機。樣機參數(shù)為：三相交流輸入電壓Uin=380（±20%）；額定輸出電壓為Uo=15 V。

圖3 驅動電路改進前后電壓波形對比Fig.3 Voltage waveforms comparison of driving circuit before and after the improvement

本文驅動電路（電壓波形見圖3）中，三極管Q1，Q2和Q3，Q4分別是SS9014 和SS9015；二極管D1，D2，D5，D7型號為BYV26E；鉗位二極管D3，D4型號為BYV26C；快速二極管D6，D8型號為FR207G；電容C3，C4的值為10～14 nF。

圖3a 為改進前驅動電壓波形；圖3b 為改進后的驅動電壓波形。由圖3a可知，MOSFET高頻通斷給驅動電路和原邊主電路帶來了嚴重的EMI問題，從圖3中虛線標示部分可看出，在上橋臂關斷過程中，下橋臂的尖峰干擾信號幅值達到5 V以上，可能引起上下橋臂的直通問題；添加抑制措施可有效消除干擾的影響，如圖3b顯示改進后的驅動電路能有效抑制干擾電壓尖峰。

5 結論

本文詳細分析了MOSFET 開關暫態(tài)過程及高頻振蕩干擾信號的產(chǎn)生機理，設計制作了一種新穎的驅動電路，通過抑制干擾信號的尖峰電壓幅值，降低橋式變換器中上下橋臂的直通風險，與傳統(tǒng)的驅動電路相比，結構簡單、成本低。

實驗結果驗證了該驅動電路的可行性，干擾信號的尖峰電壓幅值完全抑制在MOSFET 的門檻電壓以下。該電路已經(jīng)應用于3 kW（15 V/200A）的開關電源中，具有一定的實用價值。

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