基于EMI濾波器的防爆變頻調速系統EMI抑制

曹海洋，沈建輝，王宏震，李寶峰

（1.中國礦業(yè)大學信電學院，江蘇徐州221006；2.江蘇省工程實驗中心，江蘇徐州221000）

1 引言

防爆變頻器因應用環(huán)境的特殊性，其電磁兼容性問題越來越受到重視。防爆變頻器產生的電磁干擾不僅會污染電網環(huán)境，而且過高的軸電壓和軸電流還會影響電機的使用壽命。因此可以利用濾波電路來減少電力電子設備產生的干擾，通常這些濾波電路被做成一個小器件，稱之為EMI 或RFI 濾波器。標準的EMI 濾波器是由串聯扼流圈和并聯電容器構成的低通濾波器。

應用于電力電子設備的EMI濾波器不僅要能在傳導干擾的頻率范圍內提供高插入損耗，還需要能承受工頻電壓和工頻電流的額定值，本文在分析阻抗失配對EMI濾波器插入損耗影響的基礎上，給出EMI濾波器拓撲結構的確定原則，建立帶EMI 濾波器的傳導干擾的高頻模型，通過有無EMI 濾波器傳導干擾頻譜仿真圖對比，驗證了EMI濾波器對傳導干擾的抑制作用。通過現場的實驗測試，證明加入EMI濾波器后傳導干擾得到很好的抑制，使傳導干擾頻譜幅值在規(guī)定的范圍內。

2 防爆變頻調速系統EMI干擾源分析

大功率礦用防爆變頻器大都采用PWM調制技術，通過將三角載波與正弦調制波在采樣點進行比較，產生觸發(fā)脈沖的開關控制信號，然后控制變頻器各開關器件如IGBT等的導通（狀態(tài)1）和關斷（狀態(tài)0），則每相輸出緊跟給定的參考波形信號。但是IGBT在開通和關斷過程中會產生很大的du/dt，di/dt，由于線路中寄生電容和寄生電感的存在，會導致嚴重的電磁干擾。下面，對載波反向層疊法建立三電平變頻器干擾源的數學模型。

載波反向層疊法的工作原理如圖1 所示，可以看出輸出的脈沖波形相對于中線對稱，采用雙重傅里葉級數可以計算出輸出電壓的PWM波形。

圖1 載波反向層疊法Fig.1 Reverse carrier cascade method

已知SPWM 采樣點是2 個曲線的交點，可以求得a相三電平SPWM電壓脈沖波時間函數為

式中：E為逆變器直流側正負母線電壓。

uAO用雙重傅里葉變換展開為

其中傅里葉級數系數為

可以得到uAO的雙重傅里葉級數表達式為

其中

同理，可以求出uAO，uBO，uCO的雙重傅里葉級數表達式，則可以得到變頻器逆變部分共模電壓為

變頻器逆變部分差模電壓為

3 EMI濾波器的插入損耗

插入損耗是衡量EMI 濾波器性能的主要指標。它和電壓衰減不同，電壓衰減是描述系統特性的一種轉移函數，插入損耗是2 個系統間的對比，它和外接電路的特性有關。圖2 給出了一種插入損耗的測量方法。

圖2 EMI濾波器插入損耗的測量方法Fig.2 Measurement method of insertion loss for EMI filter

設在參考電路中測量儀器的測試電壓為U1，加入待測EMI 濾波器后測量儀器的測試電壓為U2，則定義該EMI濾波器的插入損耗為

通常把EMI濾波器看作二端口網絡，在EMI濾波器的設計中，阻抗參數和級聯參數是最常用的系統參數，因此濾波器的插入損耗可以用阻抗參數和級聯參數來描述。在已知負載阻抗ZL和源阻抗Zs時，圖2中阻抗參數和級聯參數描述如下：

阻抗參數為

級聯參數為

式中：Z11為開路輸入阻抗；Z21為開路輸出轉移阻抗；Z22為開路輸出阻抗；Z12為開路輸入轉移阻抗。

4 EMI濾波器結構的選型

目前，濾波器廠家制造的EMI 濾波器，其插入損耗大多數根據ZL和Zs均為50 Ω時標定的。但是，濾波器在實際的應用系統中，源阻抗和負載阻抗都是變化的，EMI濾波器的插入損耗也會發(fā)生相應的變化。下面用一個LC濾波器來說明阻抗不匹配對濾波器插入損耗的影響。假設源阻抗可以忽略，討論負載為純電阻負載、感性負載、容性負載3種情況下的插入損耗曲線。

4.1 純電阻負載

圖3a 為LC 濾波器接純阻性負載的情況，假設LC 濾波電路自諧振角頻率為ω0，由此可以得出LC濾波器的插入損耗為

圖3 不同阻性負載插入損耗曲線Fig.3 Insertion loss curves of different impedance load

由圖3b 可以看出，隨著電阻的增大，雖然在阻帶內插入損耗變化不大，但在自諧振的頻率范圍，會出現增益，亦即在此頻率出現了諧振，該頻率段的干擾不僅得不到抑制，反而被放大。

4.2 感性負載

圖4a 為LC 濾波器接感性負載的情況，此時定義帶感性負載LC濾波電路諧振角頻率為

帶感性負載LC濾波電路的插入損耗為

圖4 不同感性負載插入損耗曲線Fig.4 Insertion loss curves of different inductive load

由圖4b 可以看出帶感性負載的插入損耗曲線比純阻性負載的插入損耗曲線的諧振角頻率會升高，因此在EMI濾波器的截止頻率內就可能發(fā)生諧振，即本來抑制的高頻干擾就可能會被放大，達不到原來要求的抑制效果。

4.3 容性負載

圖5a 為LC 濾波器接容性負載的情況，此時定義帶容性負載LC濾波電路諧振角頻率為

圖5 不同容性負載插入損耗曲線Fig.5 Insertion loss curves of different capacitive load

帶容性負載LC濾波電路的插入損耗為

由圖5b 可以看出帶容性負載的插入損耗曲線比純阻性負載的插入損耗曲線的諧振角頻率會降低，諧振發(fā)生在濾波器的截止頻帶外，此時濾波器的插入損耗將會增加。

通過分析負載阻抗變化時對插入損耗的影響，得知當阻抗不匹配時，濾波器插入損耗實際上是隨阻抗變化的。在實際應用中不僅負載阻抗會有變化，干擾源阻抗也同樣是變化的，此時的情況就更復雜了。要使EMI 濾波器達到實際的插入損耗，有效抑制高頻干擾信號，就必須認真考慮源阻抗和負載阻抗的實際情況。根據源阻抗和負載阻抗情況，選擇合理的濾波器的結構，使濾波器的實際插入損耗達到標稱的插入損耗。

最大阻抗失配原則是EMI 濾波器選型的依據，也就是盡量增大信號的反射。即對低的源阻抗或負載阻抗使用高阻抗的扼流圈和它串聯以發(fā)揮電感的高阻特性；而對于高的源阻抗或負載阻抗就要使用低阻抗的電容和它并聯以發(fā)揮電容的高通特性。圖6為濾波器的幾種常用的結構圖，根據源阻抗和負載阻抗的情況確定選擇EMI濾波器的類型。通常，當源阻抗低、負載阻抗低時，采用T型濾波器以保證高頻干擾的抑制效果；當源阻抗高、負載阻抗高時，采用π型濾波器以保證高頻干擾的抑制效果；當源阻抗低、負載阻抗高時，采用LC 型濾波器以保證高頻干擾的抑制效果；當源阻抗高、負載阻抗低時，采用CL 型濾波器以保證高頻干擾的抑制效果。

圖6 不同EMI濾波器結構Fig.6 Different EMI filter structure

利用“最大失配”原則可以保證EMI 濾波器的最佳效果，并且同時可以利用濾波元件的高頻阻抗來補償干擾源阻抗和負載阻抗變化所帶來的影響。要改善EMI 濾波器在阻抗不匹配下的性能，可以使用多級濾波器，如果事先可以估計出干擾源阻抗和負載阻抗，則多級濾波器的選擇原則和單級濾波器是一樣的。

多級濾波器的電壓衰減會隨著濾波器級數的增加而增大，但每增加一級后獲得的電壓衰減量也是逐步減少的。在需要較高的插入損耗的情況下，多級濾波器要比單級濾波器好。考慮到電壓衰減量、電氣設備的體積和成本并不是級數越多越好。

5 仿真

為了驗證濾波器的插入損耗，建立起帶濾波器的變頻調速系統EMI 高頻模型，如圖7 所示。其中，uaO為整流側干擾；uNO為逆變側干擾；C1，C2，C3，C4，L為濾波器的參數；Lq為濾波電感；Lb為直流母線寄生電感；C2g為IGBT 與散熱器之間的寄生電容；C3g為母線與地之間的寄生電容；Rn為電纜等效電阻；Ln為電纜的寄生電感；Zn1=（Rw+Lw+Cw）//Re//Ld，Zn2=Cg//Rg，均為電機高頻模型的參數。

圖7 基于EMI濾波器的變頻調速系統EMI高頻模型Fig.7 EMI high frequency model of speed control system by frequency variation based on the EMI filter

在高頻模型的基礎上搭建Matlab 仿真圖如圖8 所示。變頻器采用雙三電平的拓撲結構，即整流側和逆變側具有相同的拓撲結構。在Matlab仿真中直流母線電壓1 000 V，調制度0.9，載波頻率5 kHz，調制波頻率50 Hz。

圖8 基于EMI濾波器的變頻調速系統傳導干擾仿真Fig.8 Conducted interference simulation of speed control system by frequency variation based on the EMI filter

不帶EMI濾波器和帶EMI濾波器變頻調速系統傳導干擾電壓波形及頻譜圖分別如圖9和10所示。

圖9 不帶EMI濾波器的傳導干擾電壓波形及頻譜圖Fig.9 Waveform and spectrum diagram of conducted interference voltage without the EMI filter

由圖9和圖10對比可知，加入EMI濾波器后高頻干擾電壓的幅值大約降低40 dB·μV，很好地驗證了EMI濾波器的測試效果。

圖10 帶EMI濾波器的傳導干擾電壓波形及頻譜圖Fig.10 Waveform and spectrum diagram of conducted interference voltage with the EMI filter

6 抑制實驗

實驗原理圖如圖11所示，測試平臺電源由10 kV線路經變壓器后變?yōu)? 140 V，安裝調壓器的目的是適應不同電壓下的測試設備要求。然后采用兩級濾波的形式，即在6 kV 高壓側和1 140 V低壓側分別安裝濾波器，得到純凈的電源。干擾信號通過高壓EMI探頭，耦合至頻譜儀中。由于系統采用雙PWM變頻調速，IGBT的開關頻率很高，會產生很大的電磁干擾。為了抑制變頻器產生的EMI干擾，在變頻器的輸入端加裝了EMI濾波器。采用發(fā)電機M作為變頻調速系統的負載，并經過整流、逆變、濾波后得到1 140 V的電壓，經升壓變壓器后得到6 kV的電壓，濾波后回饋到電源側。把發(fā)電機作為負載，既滿足現場實驗測試的要求，又很好地實現能量的回饋，節(jié)約電能。

圖11 防爆變頻器傳導EMI測試電氣連接圖Fig.11 Electrical connection diagram for explosionproof converter conduction EMI test

首先測試純凈電網側的干擾，確保電網干凈，如圖12所示。很清晰地看到電網側的干擾很小，只有20～40 dB，可忽略不計，這樣就會避免電網對變頻器的EMI測試產生負面影響。

圖12 電網測試波形Fig.12 Grid testing waveforms

然后測試變頻器輸入端沒有加EMI濾波器，并且滿載運行時的波形，如圖13所示。由于采用雙PWM整流逆變，IGBT開斷時du/dt很高，并通過寄生電容耦合，形成共模干擾，從而導致EMI傳導干擾超過要求的限值，在2 MHz時，大約超40 dB。

圖13 輸入側無EMI濾波器全載測試波形Fig.13 Full load test waveforms without EMI filter in the input side

加裝EMI濾波器后滿載運行，測試波形如圖14所示。由未加EMI濾波器和加入EMI濾波器的測試波形對比，發(fā)現加入EMI濾波器以后中頻段的干擾明顯降低，且測試結果在要求的限值以下。

圖14 輸入側加EMI濾波器全載測試波形Fig.14 Full load test waveforms with EMI filter in the input side

以上測試結果與相應的該變頻調速系統的EMI仿真分析頻譜特性有較好的吻合，驗證了設計方法的正確性。

7 結論

本文分析了EMI濾波器對防爆變頻調速系統傳導干擾的抑制。首先，對防爆變頻系統EMI干擾源進行了分析建模，在介紹EMI濾波器的插入損耗及阻抗不匹配對EMI濾波器插入損耗的影響的基礎上，確定EMI濾波器結構選型的依據。其次，建立基于EMI濾波器的變頻調速系統EMI高頻模型，通過Matlab進行仿真，驗證EMI濾波器對防爆變頻調速系統傳導干擾的抑制。最后，通過EMI濾波器對防爆變頻調速系統EMI抑制實驗，沒有加EMI 濾波器和加入EMI 濾波器的測試波形對比，驗證了EMI濾波器設計的正確性。

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