基于新型ADRC控制器和MC變換器的電機(jī)DTC控制系統(tǒng)研究

程啟明, 黃偉, 程尹曼, 郭凱, 徐聰, 鄧亮

(1.上海電力學(xué)院自動(dòng)化工程學(xué)院,上海200090;2.上海電力公司市北供電分公司,上海200041)

基于新型ADRC控制器和MC變換器的電機(jī)DTC控制系統(tǒng)研究

程啟明1, 黃偉1, 程尹曼2, 郭凱1, 徐聰1, 鄧亮1

(1.上海電力學(xué)院自動(dòng)化工程學(xué)院,上海200090;2.上海電力公司市北供電分公司,上海200041)

針對(duì)傳統(tǒng)PID控制器參數(shù)魯棒性和杭干擾性均較差的問題,提出了一種基于簡(jiǎn)化參數(shù)的自杭擾控制器(ADRC)的感應(yīng)電機(jī)(IM)直接轉(zhuǎn)矩控制(DTC)方法,它以給定轉(zhuǎn)速和實(shí)際轉(zhuǎn)速作為輸入信號(hào),并以給定電磁轉(zhuǎn)矩作為輸出信號(hào),從而設(shè)計(jì)了基于簡(jiǎn)化參數(shù)的ADRC速度控制器。另外,由于傳統(tǒng)DTC系統(tǒng)中采用常規(guī)的矩陣變換器(MC),其電壓傳輸比較低,難以滿足電機(jī)對(duì)電壓的要求,直接影響了電機(jī)的輸出特性,依據(jù)三相boost斬波器和MC的優(yōu)勢(shì),提出一種新型MC直接轉(zhuǎn)矩控制(DTC)方法,并對(duì)其進(jìn)行建模分析,從理論上證明了該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的合理性。仿真結(jié)果表明了提出的電機(jī)DTC控制系統(tǒng)的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩響應(yīng)快速,轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)大大減小,系統(tǒng)具有良好的動(dòng)、靜態(tài)性能。

直接轉(zhuǎn)矩控制;自杭擾控制器;矩陣變換器;感應(yīng)電機(jī);PID控制;boost斬波器

0 引 言

直接轉(zhuǎn)矩控制(Direct Torque Control,DTC)克服了以傳統(tǒng)磁場(chǎng)定向的矢量控制(Vector Control,VC)中對(duì)參數(shù)敏感的缺陷,不需要將感應(yīng)電機(jī)(induction motor,IM)輸出轉(zhuǎn)矩轉(zhuǎn)換成等效的電流參考值,也不需要復(fù)雜的控制器［1-2］。它以轉(zhuǎn)矩為中心,以定子磁場(chǎng)定向的方式實(shí)現(xiàn)綜合控制,避免了VC的復(fù)雜坐標(biāo)變換與電機(jī)模型的數(shù)學(xué)處理,直接在電機(jī)定子坐標(biāo)上計(jì)算磁鏈和轉(zhuǎn)矩的大小,實(shí)現(xiàn)定子磁鏈和電磁轉(zhuǎn)矩的雙閉環(huán)控制,能夠獲得實(shí)時(shí)快速的控制效果［3-5］。但常規(guī)的DTC系統(tǒng)采用PI控制器來實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速的控制,雖然具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、控制方法易實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn),但不能解決穩(wěn)定性和快速性之間的矛盾,需要根據(jù)不同的控制對(duì)象來調(diào)節(jié)控制器的參數(shù),這給調(diào)試過程增加了難度。文獻(xiàn)［6］提出的自適應(yīng)速度觀測(cè)器有效的改善了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能,但其參數(shù)自適應(yīng)律選擇困難,無法準(zhǔn)確的對(duì)電機(jī)速度進(jìn)行辨識(shí);文獻(xiàn)［7］將低通濾波器與PLL鎖相環(huán)相結(jié)合進(jìn)行磁鏈估計(jì)的方法提高了定子磁鏈的估計(jì)精度,使定子電阻具有良好的魯棒性,但其穩(wěn)定性受鎖相環(huán)的輸入相位差影響較大;文獻(xiàn)［8-9］引入的自抗擾控制器(Active Disturbance Rejection Control,ADRC)不依賴控制對(duì)象的數(shù)學(xué)模型,處理具有非線性和不確定性的控制系統(tǒng)有很好的效果,但常規(guī)ADRC的參數(shù)多,整定復(fù)雜,需要反復(fù)試湊,難以達(dá)到理想控制效果。

此外,在DTC系統(tǒng)中,一般還需采用電壓源逆變器(Voltage Source Inverter,VSI),但相比于VSI,近年發(fā)展起來的新興“綠色”變頻器?矩陣變換器(Matrix Converter,MC)具有能量可雙向流動(dòng)、輸入電流和輸出電壓正弦、無需儲(chǔ)能原件、任何負(fù)載下可實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行的顯著優(yōu)點(diǎn)［10］,它有逐步取代傳統(tǒng)變換器的趨勢(shì)［11-15］。但常規(guī)MC的電壓傳輸比較低［16］,難以滿足感應(yīng)電機(jī)的電壓要求。

針對(duì)上述傳統(tǒng)DTC存在的控制器和變換器的兩個(gè)問題,本文提出了相應(yīng)的解決辦法,即采用簡(jiǎn)化參數(shù)的ADRC控制器和具有升壓功能的MC變換器。其中:采用簡(jiǎn)化參數(shù)的ADRC控制器來實(shí)現(xiàn)對(duì)轉(zhuǎn)矩的實(shí)時(shí)跟蹤,避免普通ADRC繁雜的參數(shù)整定過程［17-20］,實(shí)現(xiàn)了ADRC參數(shù)優(yōu)化;而采用具有升壓功能的MC變換器,可提高電壓傳輸比,從而驅(qū)動(dòng)交流電機(jī)的運(yùn)行。計(jì)算機(jī)仿真結(jié)果驗(yàn)證了本文提出的方法的可行性和有效性。

1 系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)及工作原理

本文提出的DTC控制系統(tǒng)的總體結(jié)構(gòu)如圖1所示。圖中,兩處加粗的方框(即控制器和變換器)為本文創(chuàng)新之處,傳統(tǒng)DTC系統(tǒng)中控制器、變換器一般采用PID或常規(guī)ADRC控制器、VSI逆變器或常規(guī)MC變換器,而本文提出的DTC系統(tǒng)中它們被新型ADRC控制器、新型MC變換器取代。

圖1 本文DTC控制系統(tǒng)的總體結(jié)構(gòu)Fig.1 Overall structure diagram of DTC control system in this paper

DTC采用了雙閉環(huán)控制,實(shí)現(xiàn)矩陣變換器的空間矢量調(diào)制和異步電動(dòng)機(jī)的直接轉(zhuǎn)矩控制。其中:內(nèi)環(huán)由轉(zhuǎn)矩Te滯環(huán)比較器、磁鏈Ψs滯環(huán)比較器和功率因數(shù)sin(φi)等組成;外環(huán)為轉(zhuǎn)速ω控制器。內(nèi)環(huán)、外環(huán)分別負(fù)責(zé)DTC系統(tǒng)參數(shù)的粗調(diào)控制、精調(diào)控制。

圖1中轉(zhuǎn)速給定ω*r通過新型ADRC外環(huán)控制器進(jìn)行調(diào)節(jié),將實(shí)際轉(zhuǎn)速和給定轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)化為電磁轉(zhuǎn)矩的給定值T*e。感應(yīng)電機(jī)的定子電壓電流經(jīng)過3/2變換得到兩相靜止的電壓電流,由此可以得到磁鏈和轉(zhuǎn)矩的估計(jì)值以及磁鏈的扇區(qū)劃分。比較轉(zhuǎn)矩Te、磁鏈Ψs的參考值與估計(jì)值,產(chǎn)生的結(jié)果輸入到相應(yīng)的滯環(huán)比較器中得到控制信號(hào)TQ和ΨQ,把定子磁鏈所在的扇區(qū)信息、轉(zhuǎn)矩滯環(huán)比較器的輸出、輸入電壓矢量所在扇區(qū)信息、功率因數(shù)滯環(huán)比較器輸出送到開關(guān)選擇表中,以完成開關(guān)狀態(tài)的實(shí)時(shí)選擇,輸出電機(jī)要求的電壓。

由于傳統(tǒng)DTC的外環(huán)采用的PI控制器的動(dòng)靜態(tài)性能及魯棒性較差,本文外環(huán)將采用一種新型ADRC控制器(即簡(jiǎn)化參數(shù)的ADRC控制器)取代PI控制器。

另外,針對(duì)常規(guī)MC存在電壓傳輸比較低的缺陷,本文將采用一種新型MC(即具有升壓功能的MC)取代之,它通過開關(guān)狀態(tài)解析來控制MC的功率開關(guān),從而為電機(jī)提供所要求的輸入電壓。

2 簡(jiǎn)化參數(shù)的新型ADRC

2.1 一般ADRC的原理

ADRC綜合了經(jīng)典調(diào)節(jié)理論和現(xiàn)代控制理論的優(yōu)點(diǎn),能夠自動(dòng)補(bǔ)償被控對(duì)象的內(nèi)外擾動(dòng)［17］,克服了經(jīng)典PID控制器直接取參考值與實(shí)際值之間的差值作為控制量的缺陷。理想情況下,ADRC主動(dòng)從輸入輸出信號(hào)中提取擾動(dòng)信息,在擾動(dòng)還未影響輸出之前控制量就能將其抵消［18］。

ADRC由跟蹤微分器(TD)、擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器(ESO)和非線性反饋控制律(NLSEF)三個(gè)部分構(gòu)成。其控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 自抗擾控制器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.2 Diagram of ADRC

ADRC系統(tǒng)在輸入端加入了非線性跟蹤微分器TD,實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)的快速跟蹤,同時(shí)輸出近似微分信號(hào)以及安排過渡過程;ESO是控制器的核心單元,其實(shí)時(shí)估計(jì)被控對(duì)象的未知外擾與系統(tǒng)模型之間的誤差而加以補(bǔ)償,不依賴于對(duì)象的具體數(shù)學(xué)模型和外擾的具體形式;再結(jié)合NLSEF緩解了快速性和超調(diào)之間的矛盾,提高了系統(tǒng)的適應(yīng)性和魯棒性。

一般高階控制對(duì)象可近似簡(jiǎn)化為2階控制對(duì)象,2階ADRC的各部分形式分別為:

1)跟蹤微分器(TD)

對(duì)設(shè)定輸入信號(hào)v(t),TD給出它的跟蹤信號(hào)v1(t)及其微分信號(hào)v2(t)。它的動(dòng)態(tài)方程為:

式中:h為采樣步長;r決定跟蹤過渡過程的速度因子;fhan(.)為時(shí)間最優(yōu)控制綜合非線性函數(shù)［19］。

2)擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器(ESO)

常用的3階ESO的動(dòng)態(tài)方程為:

式中:fal(.)為非線性組合函數(shù);z1(t)、z2(t)、z3(t)都為ESO的輸出狀態(tài)估計(jì)信號(hào),z1(t)、z2(t)為y(t)、y·(t)的估計(jì)變量,z3(t)為總干擾量中未知部分的估計(jì)。只要合理選取參數(shù)β01、β02、β03,ESO就能給出滿意的估計(jì)信號(hào)。

3)非線性反饋控制律(NLSEF)

式中:β1、β2分別表示表示比例增益、微分增益;u0的表達(dá)式稱為非線性狀態(tài)誤差反饋控制律;u中-z3/b0可將未知擾動(dòng)部分補(bǔ)償?shù)簟?/p>

由此可知,TD需要整定的參數(shù)為:r,h;ESO需要整定的參數(shù)為:β01,β02,β03,α和δ1;NLSEF需要整定的參數(shù)為β1,β2,α和δ;此外,還有fal(.)函數(shù)里中控制參數(shù)b0需要整定。

2.2 簡(jiǎn)化參數(shù)的ADRC

由于ADRC的參數(shù)整定極為繁瑣,并且很多參數(shù)整定過程沒有實(shí)際的理論依據(jù),只有憑借操作者的經(jīng)驗(yàn)積累,這就給控制精確度帶來了很大的影響,為此有必要進(jìn)行模型優(yōu)化［5］。

設(shè)被控對(duì)象模型為:

式中f(x1,x2)為含有x1與x2的任意函數(shù)。

為便于分析,令圖3中TD的參考輸入v0(t)= 0,令式(4)中fhan(v1(t)-v(t),v2(t),r,h)=u1(t)。由于TD能對(duì)輸入信號(hào)快速跟蹤,故v1(t)≈0,此時(shí),擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器ESO可以對(duì)被控對(duì)象進(jìn)行準(zhǔn)確的觀測(cè)。f(x1,x2)則由z3(t)完全補(bǔ)償,被控對(duì)象(8)可表示為:

由式(4)～式(9)可得模型誤差為:

其中:e1(t)=v1(t)-x1(t),e2(t)=v2(t)-x2(t),ˉu0(t)=u1(t)-bu(t)。

因此,只要找到合適的ˉu0(t)就能誤差趨向于0。由式(4)和式(10)結(jié)構(gòu)對(duì)比,可令ˉu0(t)= fhan(e1,e2,r,h),此時(shí)e1(t)和e2(t)可以以最快的速率趨向于0,極大的減少了超調(diào)時(shí)間。故

這種方法摒棄了式(6)中將非線性PID作為NLSEF控制函數(shù)的傳統(tǒng)做法,而是采用了fhan(.)函數(shù),使得各參數(shù)具有明確的物理意義。其中滿足控制條件的控制量最大值r、采樣周期h、控制系數(shù)b都不需要整定,從而使得NLSEF單元不會(huì)產(chǎn)生額外的未知參數(shù),大大降低了操作復(fù)雜性。

3 基于三相boost斬波器的新型MC

MC是一種新型的交-交變換器,其具有正弦輸入輸出波形、可實(shí)現(xiàn)功率的雙向流動(dòng)、輸入功率因數(shù)可控、不需要直流大電容等優(yōu)點(diǎn)［1］,已經(jīng)有取代當(dāng)前普遍使用的脈寬調(diào)制型電壓源逆變器(PWMVSI)的趨勢(shì),但是常規(guī)MC的電壓傳輸比偏低,可能造成電壓不足,引起電磁轉(zhuǎn)矩下降,轉(zhuǎn)速也會(huì)相應(yīng)降低,影響電機(jī)的正常運(yùn)行。

針對(duì)傳統(tǒng)MC的弊端,本文采用一種基于三相boost型交流斬波器的新型MC(Boost Chopper MC,BCMC)［11-12］,并將其應(yīng)用在感應(yīng)電機(jī)DTC系統(tǒng)中。

1)BCMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及調(diào)制策略

三相boost型交流斬波器的結(jié)構(gòu)如圖3所示。此結(jié)構(gòu)選擇適當(dāng)?shù)恼{(diào)制方式可以實(shí)現(xiàn)輸入輸出相位不變,而實(shí)現(xiàn)輸出幅值的增加［12,14］,但其輸入功率因數(shù)不可控,可能會(huì)給電網(wǎng)帶來諧波污;且不能實(shí)現(xiàn)輸出頻率的變化,不利于實(shí)現(xiàn)電機(jī)的軟啟動(dòng)、平滑調(diào)速等要求,同時(shí)可能產(chǎn)生不必要的額外損耗。

圖3 三相boost型交流斬波器Fig.3 Three-phase boost AC/AC chopper

本文考慮將負(fù)載側(cè)開關(guān)S1,S2和S3取為3×3矩陣變換器,以此形成基于三相boost型交流斬波器的矩陣變換器(BCMC),其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4所示。

BCMC的控制策略及控制信號(hào)形成分別如圖5、6所示,在每個(gè)開關(guān)周期TSeq中,時(shí)間間隔ts內(nèi),以矩陣形式連接的開關(guān)關(guān)斷,而電源側(cè)的開關(guān)SL導(dǎo)通,此時(shí)能量儲(chǔ)存于電感LS1、LS2與LS3中;時(shí)間間隔tL內(nèi),以矩陣形式相連的開關(guān)按照所選擇的調(diào)制方式導(dǎo)通或關(guān)斷,而電源側(cè)的開關(guān)SL關(guān)斷,此時(shí)儲(chǔ)存在電感中的能量轉(zhuǎn)移給負(fù)載,輸出電壓uA、uB和uC的幅值由所要求的輸出頻率決定。

圖5 BCMC控制策略示意圖Fig.5 Schematic diagram of BCMC control strategy

圖6 BCMC控制信號(hào)波形Fig.6 W aveform of BCMC control signal

式中:q為控制變量;ωm=ωL-ω,ωL、ω分別為負(fù)載、電源要求得到的角頻率。

2)BCMC的模型分析

假定BCMC中所有開關(guān)都是理想開關(guān),電感和電容呈線性,則BCMC的數(shù)學(xué)模型可表示為

式中:xˉ=［ˉiS1ˉiS2ˉiS3uˉL1uˉL2uˉL3］T為平均狀態(tài)矢量A(t)、B(t)分別為BCMC的參數(shù)矩陣、矢量矩陣它們具體可表示為: ;。

為了獲得穩(wěn)定的狀態(tài)空間模型,引入3/2變換陣:

其中,

通過矩陣求逆和變形,可得BCMC在αβ兩相靜止坐標(biāo)下的數(shù)學(xué)模型為:

其中,

定義BCMC新的參數(shù)矩陣和矢量矩陣:K-1A (t)K=A;K-1B(t)=B。由此可以得到BCMC穩(wěn)定的狀態(tài)空間模型為

由式(18)可以解得

式中:I為單位矩陣;Y0為狀態(tài)變量的初始值。

將式(19)代入ˉx=KY,可得BCMC的狀態(tài)變量在abc靜止坐標(biāo)系下可以描述為

所以其穩(wěn)態(tài)值為

解得A相的負(fù)載電壓、電源電流分別為

其中,

B相、C相的負(fù)載電壓、電源電流與A相類似,略去。

4 仿真分析

下面在Matlab/SIMULINK平臺(tái)下進(jìn)行仿真驗(yàn)證。仿真中,異步電機(jī)參數(shù)取為:Pe=1.7 kW,Ue= 220 V,Rs=0.487Ω,Ls=0.285 H,Lr=0.25 H,Lm= 0.124H,j=0.087 kg·m2,np=2;MC參數(shù)取為:Ls1= Ls2=Ls3=0.5mH,CF1=CF2=CF3=50μF;ADRC參數(shù)取為:h=1e-3,r=1.5e+5,δ1=0.01,β01= 1e+3,β02=1.5e+4,α=0.5。

5.1 正常情況下的對(duì)比分析

1)本文提出的基于BCMC-ADRC的DTC系統(tǒng)與傳統(tǒng)的基于VSI-PI的DTC系統(tǒng)仿真比較。

仿真中,PI調(diào)節(jié)器參數(shù)取為:kp=0.18,ki= 0.05;MC輸入相電壓有效值為220 V,初始轉(zhuǎn)矩為0,在0.5 s時(shí)上升為15 N·m,在0.9 s時(shí)回到0值;轉(zhuǎn)速在0.35 s時(shí)由初始值500 rad/s下降為200 rad/s。

圖7、圖8、圖9、圖10分別為轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩、基于BCMC-ADRC的DTC系統(tǒng)的定子磁鏈、基于VSIPI的DTC系統(tǒng)的定子磁鏈波形。

由圖7、圖8可見,ADRC系統(tǒng)較PI系統(tǒng)而言,轉(zhuǎn)速能更快更準(zhǔn)確的達(dá)到給定值,且超調(diào)量較小;轉(zhuǎn)矩響應(yīng)速度更快,且轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)大大減小,穩(wěn)態(tài)誤差更小。

由圖9、圖10可見,ADRC控制系統(tǒng)定子磁鏈的抖動(dòng)更小,軌跡更加圓滑。

圖7 轉(zhuǎn)速響應(yīng)波形Fig.7 Waveform of speed response

圖8 轉(zhuǎn)矩響應(yīng)波形Fig.8 Waveform of torque response

圖9 ADRC控制系統(tǒng)定子磁鏈軌跡Fig.9 Stator flux trajectory of ADRC control system

2)本文提出的基于BCMC-ADRC的DTC系統(tǒng)與基于傳統(tǒng)MC-ADRC的DTC系統(tǒng)仿真比較。

圖11、圖12、圖13、圖14分別為BCMC輸出電壓電流、MC輸出電壓電流、轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩。

由圖11、圖12可見,BCMC相比于MC,其電壓傳輸比有明顯提高,可以方便的為電機(jī)提供所需的額定電壓。

由圖13、圖14可見,在電機(jī)要求的轉(zhuǎn)速較高時(shí),利用BCMC可使轉(zhuǎn)速迅速達(dá)到給定值,而傳統(tǒng)MC達(dá)不到要求;BCMC的系統(tǒng)轉(zhuǎn)矩也能迅速達(dá)到給定轉(zhuǎn)矩且轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較小,而傳統(tǒng)MC跟蹤速度明顯偏慢,且轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)也較大。

圖10 PI控制系統(tǒng)定子磁鏈軌跡Fig.10 Stator flux trajectory of PI control system

圖11 BCMC輸出電壓電流波形Fig.11 Output voltage and current waveform of BCMC

圖12 MC輸出電壓電流波形Fig.12 Output voltage and current waveform of MC

圖13 轉(zhuǎn)速響應(yīng)波形Fig.13 W aveform of speed response

圖14 轉(zhuǎn)矩響應(yīng)波形Fig 14 Waveform of torque response

5.2 干擾情況下的對(duì)比分析

基于BCMC-ADRC的DTC系統(tǒng)與傳統(tǒng)VSIPI的DTC系統(tǒng)分別在兩種干擾情況下進(jìn)行仿真比較。

1)轉(zhuǎn)矩變化干擾

設(shè)置電機(jī)在空載情況下起動(dòng),在0.5 s時(shí)突加轉(zhuǎn)矩為15 N·m,之后維持不變,給定轉(zhuǎn)速為500 rad/s。

圖15為這種情況下的兩種DTC系統(tǒng)的轉(zhuǎn)速波形。由圖可見,當(dāng)轉(zhuǎn)矩變化時(shí),傳統(tǒng)基于VSI-PI的DTC系統(tǒng)轉(zhuǎn)速恢復(fù)時(shí)間大大延長。

2)轉(zhuǎn)動(dòng)慣量、摩擦系數(shù)的變化干擾

設(shè)置電機(jī)在0.5 s時(shí)轉(zhuǎn)動(dòng)慣量突然從0.087 kg·m2改變?yōu)?.097 kg·m2或摩擦系數(shù)突然從0.2 N·m·s改變?yōu)?.5 N·m·s。

圖16、圖17分別給出了增大轉(zhuǎn)動(dòng)慣量和改變摩擦系數(shù)時(shí)轉(zhuǎn)速響應(yīng)的變化情況。

由圖16、圖17可見,兩種干擾情況下基于BCMC-ADRC的DTC系統(tǒng)轉(zhuǎn)速響應(yīng)基本沒有變化,而傳統(tǒng)基于VSI-PI的DTC系統(tǒng)的轉(zhuǎn)速上升時(shí)間由原來的0.2 s分別上升為0.25 s和0.28 s。

通過上面仿真可證明,本文提出的基于BCMCADRC的DTC系統(tǒng)具有更好的抗干擾能力,魯棒性更強(qiáng)。

圖15 轉(zhuǎn)矩變化時(shí)轉(zhuǎn)速響應(yīng)波形Fig.15 Waveform of speed response under torque changing

圖16 增大轉(zhuǎn)動(dòng)慣量時(shí)轉(zhuǎn)速響應(yīng)曲線Fig.16 Waveform of speed response under inertia increasing

圖17 改變摩擦系數(shù)時(shí)轉(zhuǎn)速響應(yīng)曲線Fig.17 Waveform of speed response under friction factor changing

通過上面大量仿真可見,本文提出的基于BCMC-ADRC的DTC系統(tǒng)控制性能指標(biāo)優(yōu)于基于VSI-PI或基于傳統(tǒng)MC-ADRC的DTC系統(tǒng)。

6 結(jié) 論

本文構(gòu)造了一種基于簡(jiǎn)化參數(shù)ADRC的MCDTC系統(tǒng),并且針對(duì)MC-DTC系統(tǒng)中MC的電壓傳輸比較低的弊端,提出采用BCMC新型矩陣變換器。仿真結(jié)果表明本文所提出的基于BCMC-ADRC的DTC系統(tǒng)具有良好的性能,主要表現(xiàn)在:

1)相比基于傳統(tǒng)VSI-PI的DTC系統(tǒng),本文提出的系統(tǒng)反應(yīng)更快、更準(zhǔn)確,且超調(diào)量較小、轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)更小;

2)相比基于傳統(tǒng)MC的DTC系統(tǒng),本文提出的系統(tǒng)克服了電機(jī)輸入電壓不足而可能引起的轉(zhuǎn)速偏低的缺陷,保證電機(jī)的正常運(yùn)行;

3)本文提出的系統(tǒng)具有更好的抗干擾能力。

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(編輯:賈志超)

Research on control system of DTC for motor based on novel ADRC controller and MC converter

CHENG Qi-ming1, HUANGWei1, CHENG Yin-man2,GUO Kai1, XU Cong1, DENG Liang1
(1.College of Automation Engineering,Shanghai University of Electric Power,Shanghai200090,China; 2.North power supply branch,Shanghai Electric Power Company,Shanghai200041,China)

Because the traditional PID controller parameters robustness and immunity has some defect,direct torque control(DTC)method for inductionmotor(IM)based on active disturbance rejection control (ADRC)of simplified parameterwere proposed.The ADRC speed controller were designed with the given speed and actual speed as the input signal and the given electromagnetic torque as the output signal. In addition,matrix converter(MC)voltage transmission is relatively low in the traditional DTC system,it is difficult tomeet the voltage requirements for themotor,so itaffects the output characteristics of themotor directly.A novelmatrix converter combined the advantages of three-phase boost chopper and matrix converter were proposed and themodel analysis prove the rationality of the topology.The simulation results effectively prove that the torque and speed of the motor respond quickly,the torque ripple are reduced greatly,and the system has good dynamic and static performance.

direct torque control(DTC);active disturbance rejection control(ADRC);matrix converter (MC);induction motor(IM);PID Control; boost chopper

10.15938/j.emc.2015.08.009

TM 762;TM 343

A

1007-449X(2015)08-0053-09

2014-12-03

國家自然科學(xué)基金(61304134);上海市重點(diǎn)科技攻關(guān)計(jì)劃(14110500700);上海市電站自動(dòng)化技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(13DZ2273800);上海市自然科學(xué)基金(13ZR1417800)

程啟明(1965—),男,博士,教授,碩士生導(dǎo)師,研究方向?yàn)殡娏ο到y(tǒng)自動(dòng)化、發(fā)電過程控制等;黃 偉(1989—),男,碩士研究生,研究方向?yàn)殡娏ο到y(tǒng)自動(dòng)化、電機(jī)控制等;程尹曼(1990—),女,本科,研究方向?yàn)殡娏ο到y(tǒng)自動(dòng)化、新能源發(fā)電控制等;郭 凱(1989—),男,碩士研究生,研究方向?yàn)殡娏ο到y(tǒng)自動(dòng)化、電機(jī)控制等;徐 聰(1990—),男,碩士研究生,研究方向?yàn)殡娏ο到y(tǒng)自動(dòng)化、電機(jī)控制等;鄧 亮(1981—),男,博士,碩士生導(dǎo)師,研究方向?yàn)樾履茉纯刂?、非線性系統(tǒng)、精密制造系統(tǒng)的智能控制等。

程啟明