基于DSP的燃料電池車(chē)復(fù)合直流系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)*

曹曉娟，庹朝永

(1.湖南機(jī)電職業(yè)技術(shù)學(xué)院，長(zhǎng)沙 410151； 2.湖南大學(xué)，汽車(chē)車(chē)身先進(jìn)設(shè)計(jì)制造國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，長(zhǎng)沙 410082)

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2015126

基于DSP的燃料電池車(chē)復(fù)合直流系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)*

曹曉娟1,2，庹朝永1

(1.湖南機(jī)電職業(yè)技術(shù)學(xué)院，長(zhǎng)沙 410151； 2.湖南大學(xué)，汽車(chē)車(chē)身先進(jìn)設(shè)計(jì)制造國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，長(zhǎng)沙 410082)

為燃料電池車(chē)提出了一種復(fù)合直流系統(tǒng)方案，該方案采用DSP控制單個(gè)DC/DC變換器實(shí)現(xiàn)直流系統(tǒng)能量的統(tǒng)一管理。變換器有4種工作模式，且可歸納為兩種電路拓?fù)洌捍⒙?lián)諧振變換器和串聯(lián)諧振變換器。詳細(xì)分析了串并聯(lián)諧振變換器的軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)條件，由于考慮了變壓器副邊整流開(kāi)關(guān)管寄生電容對(duì)死區(qū)時(shí)間內(nèi)換流過(guò)程的影響，故分析得到的勵(lì)磁電感限制條件更加精確。給出了該復(fù)合直流系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)方法。最后搭建了一臺(tái)基于TMS320F28335的300W樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該系統(tǒng)的可行性。

燃料電池車(chē)；直流系統(tǒng)；DC/DC變換器；軟開(kāi)關(guān)；數(shù)字信號(hào)處理器

前言

燃料電池車(chē)為解決內(nèi)燃機(jī)汽車(chē)所帶來(lái)的環(huán)保問(wèn)題提供了良好的途徑，因而受到廣泛關(guān)注[1-3]。燃料電池車(chē)直流系統(tǒng)主要由燃料電池、輔助能源和高壓直流母線組成，各組成要素之間的能量流動(dòng)關(guān)系如圖1所示。燃料電池正常工作時(shí)，負(fù)責(zé)提供整車(chē)正常工作時(shí)的所有能量，定義為功率傳輸狀態(tài)。燃料電池輸出電壓在200～500V之間[1]，并且輸出特性偏軟，因此一般須要經(jīng)過(guò)DC/DC功率變換得到穩(wěn)定的高壓直流母線[2-3]，并通過(guò)DC/AC變換得到三相交流電，以控制汽車(chē)電機(jī)運(yùn)行。燃料電池在冷啟動(dòng)時(shí)響應(yīng)慢，需要輔助能源如蓄電池或超級(jí)電容，提供啟動(dòng)功率[4]，這里定義為輔助啟動(dòng)狀態(tài)。當(dāng)汽車(chē)制動(dòng)或下坡時(shí)，直流系統(tǒng)須將多余的能量回收并儲(chǔ)存到輔助能源中，定義為能量回饋狀態(tài)。最后是輔助能源在輸入電壓較低時(shí)，須通過(guò)直流系統(tǒng)進(jìn)行能量補(bǔ)給，定義為充電狀態(tài)。

應(yīng)用多輸入DC/DC變換器進(jìn)行燃料電池車(chē)直流系統(tǒng)能量管理是一種很好的思路，目前國(guó)內(nèi)外已對(duì)其多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行研究[1,5-10]，但已有的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)都無(wú)法用單個(gè)變換器滿足圖1的所有功能需求。為此本文中提出了一種基于數(shù)字信號(hào)處理器(digital signal processor, DSP)控制的復(fù)合直流系統(tǒng)方案，該方案采用單個(gè)復(fù)合式DC/DC變換器，通過(guò)DSP控制實(shí)現(xiàn)燃料電池車(chē)直流系統(tǒng)能量的統(tǒng)一管理。

1 復(fù)合直流系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)

復(fù)合直流系統(tǒng)的總體結(jié)構(gòu)如圖2所示。燃料電池、輔助能源和高壓直流母線都接入到復(fù)合式DC/DC變換器中。同時(shí)，DSP采集燃料電池輸出電壓與電流、輔助能源輸出電壓與電流和高壓直流母線電壓這幾路信號(hào)以進(jìn)行能量管理。燃料電池與復(fù)合式DC/DC變換器之間為能量單向流動(dòng)方式，輔助能源和高壓直流母線則為能量雙向流動(dòng)方式。DSP控制6路PWM信號(hào)，經(jīng)過(guò)隔離驅(qū)動(dòng)后分別驅(qū)動(dòng)復(fù)合式DC/DC變換器的6個(gè)開(kāi)關(guān)管。

2 變換器工作原理

所提出的復(fù)合直流系統(tǒng)的硬件核心是復(fù)合式DC/DC變換器，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示。圖中燃料電池的電壓為UinH，輔助能源的電壓為UinL，高壓直流母線的電壓為Uo；變壓器有3個(gè)繞組，分別為高壓側(cè)、低壓側(cè)和二次側(cè)，匝比為nH:nL:nS。對(duì)應(yīng)圖1，該復(fù)合式DC/DC變換器共有4種工作模式，這4種工作模式下，開(kāi)關(guān)管的控制邏輯如表1所示。表中“ON”表示常閉，“OFF”表示常開(kāi)，“PWM”表示工作在高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)，“SR”表示工作在同步整流狀態(tài)。

表1 開(kāi)關(guān)管控制邏輯

輔助啟動(dòng)模式下變換器等效為單輸入單輸出型串并聯(lián)諧振變換器。3個(gè)諧振元件分別為變壓器歸算到低壓側(cè)的勵(lì)磁電感LmL、諧振電感LrL和諧振電容CrL；功率傳輸模式下變換器等效為單輸入單輸出型串并聯(lián)諧振變換器。3個(gè)諧振元件分別為變壓器歸算到高壓側(cè)的勵(lì)磁電感LmH、諧振電感LrH和諧振電容CrH；充電模式下變換器等效為單輸入雙輸出串并聯(lián)諧振變換器，諧振腔與功率傳輸模式相同，由于兩路輸出結(jié)構(gòu)完全一致，因此高壓直流母線的電壓穩(wěn)定后，充電電壓也會(huì)維持在恒定值；能量回饋模式下變換器等效為單輸入單輸出型串聯(lián)諧振變換器。諧振元件為L(zhǎng)rL和CrL。

下面進(jìn)行電路工作模態(tài)分析，其中串并聯(lián)諧振變換器以功率傳輸模式為分析對(duì)象，輔助啟動(dòng)模式和充電模式下的工作原理與此相同。功率傳輸模式下，變換器的主要工作波形如圖4所示，圖中Udrv為驅(qū)動(dòng)電壓信號(hào)。

[ta0-ta1]時(shí)段：Q2S工作在同步整流狀態(tài)，imH線性增大，LrH與CrH形成LC諧振，irH呈正弦規(guī)律變化。死區(qū)時(shí)間內(nèi)諧振腔電流對(duì)MOSFET結(jié)電容進(jìn)行充放電。充放電完成后，Q1H寄生二極管Ds1導(dǎo)通，為Q1H軟開(kāi)關(guān)創(chuàng)造條件。死區(qū)時(shí)間結(jié)束時(shí)該模態(tài)結(jié)束。

[ta1-ta2]時(shí)段：Q1H導(dǎo)通，能量從輸入側(cè)傳輸?shù)捷敵鰝?cè)，irH和uCrH呈正弦規(guī)律變化。該模態(tài)內(nèi)，iQ2S對(duì)輸出電容Co1充電，當(dāng)irH=imH時(shí)，該模態(tài)結(jié)束。

[ta2-ta3]時(shí)段：此時(shí)為三元件諧振模態(tài)，LmH、LrH和CrH構(gòu)成三元件諧振網(wǎng)絡(luò)。由于LmH?LrH，因此irH和imH近似不變，uCrH線性上升。Q1H關(guān)斷信號(hào)到來(lái)時(shí)，該模態(tài)結(jié)束。

[ta3-ta6]時(shí)段內(nèi)的工作模式與[ta0-ta3]類似，不再贅述。

能量回饋模式下變換器的主要工作波形如圖5所示。

[tb0-tb1]時(shí)段：勵(lì)磁電流imS對(duì)Q1S、Q2S的結(jié)電容進(jìn)行充放電。Q1S開(kāi)通信號(hào)到來(lái)時(shí)，該模態(tài)結(jié)束。

[tb1-tb2]時(shí)段：諧振腔電流irL仍為負(fù)值。Q1S的寄生二極管繼續(xù)導(dǎo)通，直到諧振腔電流irL過(guò)零，該模態(tài)結(jié)束。

[tb2-tb3]時(shí)段：Q1S開(kāi)通，LrL和CrL構(gòu)成2階LC諧振回路，irL和uCrL呈正弦規(guī)律變化。該模態(tài)內(nèi)，iQ2L對(duì)輸出電容CinL1充電。

[tb3-tb6]時(shí)段時(shí)間內(nèi)的工作模式與[tb0-tb3]類似，不再贅述。

3 軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)與變換器設(shè)計(jì)

3.1 軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)條件分析

為發(fā)揮串并聯(lián)諧振變換器的高效率功率變換優(yōu)勢(shì)，須確保變換器工作在軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)。傳統(tǒng)的軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)條件分析中都將二次側(cè)整流管的寄生結(jié)電容忽略不計(jì)，但在本系統(tǒng)中，由于二次側(cè)整流管也是MOSFET，其寄生結(jié)電容也會(huì)影響到原邊開(kāi)關(guān)管的換流，因此精確的軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)條件分析中應(yīng)當(dāng)充分考慮二次側(cè)整流管寄生結(jié)電容的影響。以功率傳輸模式下的等效電路進(jìn)行軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)條件分析(輔助啟動(dòng)和充電模式同樣適用)，死區(qū)時(shí)間內(nèi)的等效電路如圖6所示。

要實(shí)現(xiàn)Q1H和Q2H的軟開(kāi)關(guān)，死區(qū)時(shí)間內(nèi)電荷供給量應(yīng)大于電荷需求量，即

(1)

式中：Tsw為開(kāi)關(guān)周期；Tdead為死區(qū)時(shí)間；CjH和CjS分別為燃料電池側(cè)和高壓輸出側(cè)MOSFET的結(jié)電容。

諧振腔電流irH(t)為

irH(t)=IrH_pksin(ωrHt-θrH)

(2)

式中：IrH_pk、ωrH和θrH分別為諧振腔電流的峰值、角頻率和初始相位角。

角頻率ωrH為

(3)

初始相位角θrH為

(4)

勵(lì)磁電感峰值電流ImH_pk為

(5)

根據(jù)電荷守恒可得

(6)

聯(lián)立式(1)～式(6)，可得勵(lì)磁電感LmH的限制條件為

(7)

式中：frH為L(zhǎng)rH和CrH的串聯(lián)諧振頻率。

同理可以推導(dǎo)得到勵(lì)磁電感LmL的限制條件為

(8)

式中：frL為L(zhǎng)rL和CrL的串聯(lián)諧振頻率。

3.2 變換器設(shè)計(jì)

變換器設(shè)計(jì)主要包括變壓器設(shè)計(jì)、開(kāi)關(guān)器件選型、高壓側(cè)諧振腔設(shè)計(jì)和低壓側(cè)諧振腔設(shè)計(jì)?？蓪⒄麄€(gè)設(shè)計(jì)過(guò)程分為4步。

第1步：變壓器設(shè)計(jì)。根據(jù)燃料電池額定電壓UinH_nom和輔助能源最高電壓UinL_max來(lái)設(shè)計(jì)變壓器匝比。nH:nS=UinH_nom/Uo，nL:nS=UinL_max/Uo。

第2步：開(kāi)關(guān)器件選型。根據(jù)開(kāi)關(guān)管的電壓和電流應(yīng)力來(lái)選擇，同時(shí)提取結(jié)電容參數(shù)。

第3步：勵(lì)磁電感設(shè)計(jì)。一般取frH=frL。根據(jù)軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)條件得到LmH和LmL的最大值LmH_max和LmL_max，并且根據(jù)匝比選擇能夠同時(shí)實(shí)現(xiàn)高低壓側(cè)軟開(kāi)關(guān)的勵(lì)磁電感。

(9)

第4步：電感比設(shè)計(jì)。燃料電池和輔助能源的輸出電壓都是在一定范圍內(nèi)變化的，因此要求變換器具備一定的寬范圍適應(yīng)能力。根據(jù)文獻(xiàn)[11]中的描述，串并聯(lián)諧振變換器的時(shí)域增益模型(以功率傳輸模式為例)可以表示為

(10)

式中：fsw為開(kāi)關(guān)頻率；hH為電感比，且滿足：

hH=LmH/LrH

(11)

根據(jù)式(3)和式(11)可以計(jì)算出諧振電感LrH和諧振電容CrH。同理也可以按照增益要求，完成LrL和CrL的設(shè)計(jì)。

4 軟件系統(tǒng)設(shè)計(jì)

4.1 主程序流程圖

DSP芯片為T(mén)MS320F28335，主程序流程如圖7所示。整車(chē)鑰匙轉(zhuǎn)到“ON”位置后，主接觸器接通，完成控制器上電，程序進(jìn)入主循環(huán)。首先進(jìn)入輔助啟動(dòng)模式，同時(shí)監(jiān)測(cè)燃料電池組電壓，并結(jié)合整車(chē)啟動(dòng)策略來(lái)決定是否退出輔助啟動(dòng)模式。輔助啟動(dòng)完成后，系統(tǒng)進(jìn)入功率傳輸模式，同時(shí)監(jiān)測(cè)輔助能源電壓，如果電壓低于設(shè)定的閾值，則進(jìn)入充電模式，否則進(jìn)行能量回饋判定。如果有制動(dòng)指令，則進(jìn)入能量回饋模式，否則控制器進(jìn)入響應(yīng)整車(chē)制動(dòng)指令的狀態(tài)。程序處理時(shí)，充電模式、能量回饋模式和響應(yīng)制動(dòng)指令完成后，都進(jìn)入功率傳輸模式。

4.2 變頻率調(diào)制流程圖

該復(fù)合直流系統(tǒng)中，DC/DC變換器工作在變頻率調(diào)制模式。采用PWM周期中斷的方式實(shí)現(xiàn)變頻率調(diào)制，其流程如圖8所示。進(jìn)入中斷后，先進(jìn)行輸出電壓采樣，采樣完成后進(jìn)行過(guò)壓保護(hù)判斷，若發(fā)生過(guò)壓，則封鎖ePWM，否則進(jìn)行PI運(yùn)算。PI運(yùn)算完成后進(jìn)行開(kāi)關(guān)頻率計(jì)算，并更新時(shí)鐘周期寄存器，該寄存器的數(shù)值直接決定了下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的長(zhǎng)短，從而實(shí)現(xiàn)壓頻轉(zhuǎn)換。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

搭建一臺(tái)300W的樣機(jī)，燃料電池電壓UinH的范圍為250～350V，額定電壓為320V；輔助能源電壓UinL的范圍為18～26V，額定電壓為24V；高壓直流母線的電壓Uo為400V。樣機(jī)及其元器件主要參數(shù)與規(guī)格如下。

諧振頻率frH、frL：100kHz；

高壓側(cè)Q1H、Q2H：SPP11N60C3(650V，11A，CjH=390pF)；

低壓側(cè)Q1L、Q2L：IPP03CN10N(100V，100A，CjL=1.94nF)；

二次側(cè)Q1S、Q2S：SPP11N60C3；

輔助開(kāi)關(guān)Qaux：兩個(gè)MOSFET反向串聯(lián)得到，型號(hào)為IPP086N10N3(100V，80A)；

變壓器：PQ32/30磁芯(TP4A材質(zhì))，匝數(shù)nH:nL:nS=49∶4∶62，實(shí)測(cè)勵(lì)磁電感LmH為683μH；

諧振電感LrH：PQ20/20磁芯(TP4A材質(zhì))，匝數(shù)為24，電感值為195μH；

諧振電容CrH：12.2nF/1 200V，由10nF與2.2nF薄膜電容并聯(lián)得到；

諧振電感LrL：PQ20/20磁芯(TP4A材質(zhì))，匝數(shù)為5，電感值為0.84μH；

諧振電容CrL：2.94μF/250V，由兩個(gè)1μF與兩個(gè)470nF薄膜電容并聯(lián)得到；

控制芯片：TMS320F28335。

圖9為實(shí)驗(yàn)波形和效率特性。其中圖9(a)為輔助啟動(dòng)模式下24V輸入電壓時(shí)的滿載工作波形。由圖可見(jiàn)，低壓側(cè)開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通，變換器滿載效率為95.8%。圖9(b)為功率傳輸模式下320V輸入電壓時(shí)的滿載工作波形。由圖可見(jiàn)，高壓側(cè)開(kāi)關(guān)管也實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通。勵(lì)磁電感直接采用式(9)的計(jì)算結(jié)果，未在實(shí)驗(yàn)中調(diào)整。這驗(yàn)證了本文中所提出的軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)條件分析的準(zhǔn)確性。功率傳輸模式下，變換器滿載效率為97.2%。圖9(c)為輔助啟動(dòng)完成后的過(guò)渡波形。由圖可見(jiàn)，過(guò)渡過(guò)程平滑，輸出電壓無(wú)明顯波形。圖9(d)為能量回饋模式下的滿載工作波形，此時(shí)開(kāi)關(guān)頻率為98.2kHz，接近LrL和CrL的串聯(lián)諧振頻率，此時(shí)低壓側(cè)電壓UinL維持在25.5V，二次側(cè)開(kāi)關(guān)管電壓為485V，效率為92.5%。圖9(e)為充電模式下的滿載工作波形，此時(shí)輸入電壓為288V，充電功率為100W，開(kāi)關(guān)頻率為84.7kHz。圖9(f)為變換器的效率特性曲線，功率傳輸模式的效率最高，能量回饋模式的效率最低。

6 結(jié)論

提出一種燃料電池車(chē)用復(fù)合直流系統(tǒng)方案，整個(gè)系統(tǒng)的開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)由6個(gè)開(kāi)關(guān)管和一個(gè)輔助開(kāi)關(guān)組成。給出了詳細(xì)的控制邏輯表，并重點(diǎn)完成了精確的軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)條件分析。最后提出了一種考慮臨界勵(lì)磁電感的變換器設(shè)計(jì)方法，并在TMS320F28335平臺(tái)上實(shí)現(xiàn)了數(shù)字控制。該復(fù)合直流系統(tǒng)方案是一種值得在燃料電池車(chē)中推廣的能量集中管理方案。

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Design and Implementation of Compound DC Systemfor Fuel Cell Vehicle Based on DSP

Cao Xiaojuan1,2& Tuo Chaoyong1

1.HunanMechanical&ElectricalPolytechnic,Changsha410151;2.HunanUniversity,StateKeyLaboratoryofAdvancedDesignandManufacturingforVehicleBody,Changsha410082

A scheme of compound DC system for fuel cell vehicles is proposed, which uses a digital signal processor to control a single DC/DC converter to achieve unified energy management of DC system. There are four different working modes and they can be classified into two circuit topologies: series / parallel resonant converter and series resonant converter, in which the soft switching condition of series and parallel resonant converter is analyzed in detail. By taking into account the effects of the parasitic capacitance of rectifying transistor in the secondary side of transformer on the process of dead time commutation, the analyzed critical condition of magnetizing inductance is more accurate. The design and implementation methods of the compound DC system are also given. Finally, a 300W prototype is build based on TMS320F28335 and the experiment results verify the feasibility of the system.

fuel cell vehicle; DC system; DC/DC converter; soft switching; DSP

*國(guó)家自然科學(xué)基金(51175159)、汽車(chē)車(chē)身先進(jìn)設(shè)計(jì)制造國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室自主課題團(tuán)隊(duì)重點(diǎn)項(xiàng)目(61075004)、湖南省教育廳科學(xué)研究項(xiàng)目(13C261)和湖南省職業(yè)院校教育教學(xué)改革研究項(xiàng)目(ZJC2013018)資助。

原稿收到日期為2013年12月13日，修改稿收到日期為2014年2月7日。