GPS M碼信號壓制干擾樣式效能分析

毛 虎，吳德偉，盧 虎，白盟亮

(1. 空軍工程大學(xué)信息與導(dǎo)航學(xué)院 西安 710077; 2. 中國人民解放軍駐212所軍代室 西安 710065)

GPS M碼信號壓制干擾樣式效能分析

毛 虎1，吳德偉1，盧 虎1，白盟亮2

(1. 空軍工程大學(xué)信息與導(dǎo)航學(xué)院 西安 710077; 2. 中國人民解放軍駐212所軍代室 西安 710065)

針對GPS M碼信號的特點和在抗干擾方面的優(yōu)越性，為實現(xiàn)對其有效干擾，以接收機相關(guān)濾波輸出功率譜變化情況作為定性評估依據(jù)，以碼跟蹤誤差和星歷誤碼率作為定量評估指標(biāo)，對單頻、帶限高斯噪聲和同速率偽碼3種典型壓制干擾樣式的干擾效能進行分析。通過建立M碼信號的接收系統(tǒng)模型，從理論上推導(dǎo)了干擾對各具體評估要素的影響過程以及各要素之間的統(tǒng)一性。仿真結(jié)果表明，單頻干擾效果最好，消除副載波調(diào)制影響的同速率偽碼干擾次之，帶限高斯噪聲干擾效果較差。考慮到單頻干擾對干擾頻偏設(shè)置的較高要求以及容易被接收機通過頻域濾波而抑制掉的實際情況，結(jié)合實施靈巧干擾的難易程度，可選擇同速率偽碼干擾作為對M碼信號的壓制干擾樣式。

誤碼率; BOC(10,5)調(diào)制; 碼跟蹤誤差; 干擾樣式; 功率譜

在現(xiàn)代導(dǎo)航對抗日趨激烈的背景下，美國于2005年發(fā)射了第一顆攜帶M碼信號的衛(wèi)星[1]。與P(Y)碼信號相比，新的M碼信號采用了BOC調(diào)制，主要頻譜分量位于頻帶兩端，與C/A碼信號完全隔離，因此，可以提高軍用M碼信號的發(fā)射功率而不會對民用C/A碼信號的捕獲造成影響。另外，M碼信號頻譜上的兩個部分都完整地包含所有信息，任選其一進行處理都可完成導(dǎo)航信息獲取，就信號特性而言，M碼信號也比P(Y)碼信號的抗干擾性能更強[2]。

由于受加密技術(shù)和轉(zhuǎn)發(fā)時延的限制，針對M碼信號的欺騙干擾難以有效實施[3]，因此，美軍認(rèn)為其M碼GPS接收機所受到的主要威脅還是來自壓制干擾[4]。文獻[5-6]對壓制干擾下基于FFT的M碼信號捕獲性能進行了仿真分析，但單純以捕獲性能作為干擾效能評估指標(biāo)過于片面，而且來襲干擾目標(biāo)一般都是處于環(huán)路鎖定跟蹤狀態(tài)。文獻[7-8]通過M碼相關(guān)器輸出的信干噪比(SINR)來評估不同壓制干擾樣式對接收機載波跟蹤的影響，但碼跟蹤精度卻并不完全依賴于相關(guān)器輸出的SINR，而由于碼跟蹤性能直接決定偽距測量精度，因此，其應(yīng)作為GPS接收機跟蹤狀態(tài)下的一個重要的干擾效能評估指標(biāo)。文獻[9-10]重點研究了單頻干擾對碼跟蹤的影響，但其未能具體針對M碼信號的調(diào)制特點來評估比較不同壓制干擾樣式效能，不利于指導(dǎo)實踐。

本文在分析M碼信號功率譜特點和接收過程的基礎(chǔ)上，選擇單頻、帶限高斯噪聲和同速率偽碼3種典型壓制干擾樣式，通過加入干擾后接收機相關(guān)濾波輸出功率譜變化情況以及造成的碼跟蹤誤差和星歷誤碼率大小對不同壓制干擾樣式的干擾效能進行定性與定量的評估。在對不同干擾評估指標(biāo)的內(nèi)在統(tǒng)一性進行論證后，比較了參數(shù)優(yōu)化后的3種干擾樣式的干擾效能，并結(jié)合接收機抗干擾措施和實施靈巧的難易程度得到針對M碼信號的較好的壓制干擾樣式。

1 M碼信號特征分析

文獻[11]中提到的M碼類似當(dāng)前軍用P(Y)碼，其采用超長周期截短碼的可能性極大。在副載波類型的選擇上，方波可實現(xiàn)M碼頻譜的分裂和搬移，能量損失較小，頻譜主瓣值與副瓣值差距較大，因此，副載波一般采用非歸零的雙極性方波[11]。M碼信號的BOC調(diào)制可以看作是BPSK調(diào)制與一個方波副載波的乘積，其擴頻符號波形可表示為：

式中，sgn[?]為符號函數(shù)；fs為方波副載波頻率；θ是所選的相位。通過傅里葉變換，可推導(dǎo)得到任意相位方波副載波BOC(α,β,θ)調(diào)制信號的頻譜解析表達式為[10]：

式中，Ts=1/2fs為方波副載波的半周期；Tc為M碼碼元寬度。將式(2)取模的平方再除以Tc即可得到BOC(α,β,θ)調(diào)制信號的功率譜。θ常用取值為0°和90°，分別稱為正弦BOC和余弦BOC調(diào)制，當(dāng)θ在0°～90°變化時(其他相位可通過三角函數(shù)的性質(zhì)來得到)，M碼信號采用的BOC(10,5,θ)調(diào)制功率譜變化情況如圖1所示。

從圖1可得，正弦BOC(10,5)調(diào)制功率譜最大值出現(xiàn)在偏移中心頻率±9.495 MHz處，余弦BOC(10,5)調(diào)制功率譜最大值出現(xiàn)在偏移中心頻率±10.652 MHz處，其他相位BOC(10,5)調(diào)制功率譜最大值位置介于以上兩者之間。當(dāng)θ在0°～90°單調(diào)遞增時，其相對正弦相位時的功率譜最大值對應(yīng)頻點偏移量如圖2所示。

由圖2可以看出，隨著副載波相位偏離正弦越來越大，功率譜最大值對應(yīng)頻點相對正弦偏移量也越來越大(單調(diào)遞增)，到余弦時達到最大。M碼接收機的前端預(yù)相關(guān)帶寬范圍一般為24～30 MHz，可見，在該帶寬范圍內(nèi)，BOC(10,5)調(diào)制信號的能量會隨著θ的增加而減小，即信號的抗干擾性能在逐漸增強。盡管據(jù)公開資料顯示，美軍目前所采用的是正弦BOC(10,5)調(diào)制M碼，但戰(zhàn)時其完全有可能在不改變M碼接收機結(jié)構(gòu)的情況下而對BOC調(diào)制相位作出調(diào)整，因此，本文選擇余弦BOC(10,5)調(diào)制M碼信號作為干擾對象。

2 不同壓制干擾樣式效能分析

對GPS接收機的典型壓制干擾樣式有單頻、帶限高斯噪聲和同速率偽碼3種。為了對M碼信號實施有效壓制干擾，需要對不同干擾樣式的干擾效能進行分析。對干擾效能的分析可采取定性和定量相結(jié)合的方式進行：定性主要是通過觀察比較不同干擾樣式在經(jīng)過相關(guān)和窄帶濾波處理后的功率譜變化情況；定量則是根據(jù)不同干擾樣式對碼跟蹤誤差和星歷解調(diào)誤碼率的影響程度來衡量(兩個影響定位的基礎(chǔ)量測數(shù)據(jù))。圖3為用于干擾樣式效能分析的M碼信號接收系統(tǒng)模型。

需要說明的是，本文的干擾樣式效能分析是基于GPS接收機自適應(yīng)天線調(diào)零失效的基礎(chǔ)上進行的(可通過多干擾源協(xié)同配合，利用數(shù)量和空間位置上的優(yōu)勢而迫使自適應(yīng)天線調(diào)零失效)，即不考慮自適應(yīng)天線調(diào)零對干擾信號的影響。

2.1 干擾效能的定性分析

單頻、帶限高斯噪聲和同速率偽碼干擾在分別與本地復(fù)現(xiàn)信號相乘并進行濾波處理后變?yōu)椋?/p>

式中，Tb為相關(guān)積分時間；fJ為干擾頻率；?為隨機相位；n(t)是極限帶寬為W的高斯噪聲；mc(t)為與M碼同速率的偽碼序列。下面對3種壓制干擾樣式的干擾效能進行定性分析。

1) 單頻干擾。受副載波調(diào)制的影響，當(dāng)干擾頻率fJ對準(zhǔn)M碼信號載頻時，處理后的干擾類似于一個基帶的M碼調(diào)制信號，即干擾功率在基帶數(shù)據(jù)(零頻)附近分布較少，干擾效果差。為消除副載波影響，根據(jù)圖1、圖2仿真結(jié)果，可將干擾頻率fJ與M碼信號的載頻偏差控制在[?10.652MHz,?9.495MHz]∪ [9.495MHz,10.652MHz]范圍內(nèi)，讓干擾功率譜的主瓣搬移到基帶附近，可獲得較好的干擾效果，如圖4a所示(具體到余弦BOC(10,5)調(diào)制M碼信號可設(shè)置fJ=±10.652MHz)。

2) 帶限高斯噪聲干擾。由于干擾信號的功率譜在接收機通帶內(nèi)均勻分布，因此，不需要考慮干擾頻率fJ的對準(zhǔn)問題，但干擾能量相對分散，必須有較強的干擾功率來保證干擾效果，其干擾效果類似于對接收機基底噪聲的增加，在與本地復(fù)現(xiàn)信號相乘濾波后的信號分布函數(shù)為：

由此看出，J ′(t)仍為高斯分布，干擾功率譜形狀并無明顯變化，如圖4b所示。

3) 同速率偽碼干擾。同速率偽碼干擾無副載波調(diào)制，同樣可設(shè)置其干擾頻率fJ與M碼信號的載頻偏差在±10 MHz左右(不需要與BOC(10,5,θ)調(diào)制信號功率譜最大值位置精確對準(zhǔn))來消除副載波調(diào)制的影響，將干擾能量集中的主瓣盡可能的對M信號主瓣進行覆蓋，由于干擾與M碼信號所采用的偽碼不完全相關(guān)，在與本地復(fù)現(xiàn)信號相乘后并不能完成解擴，仍為寬帶信號，如圖4c所示(設(shè)置干擾頻偏fJ=±10MHz )。

由圖4可以看出，干擾頻率精確對準(zhǔn)M碼信號功率譜最大值的單頻干擾效果最好，消除副載波影響的同速率偽碼干擾次之，全頻段均勻覆蓋的帶限高斯噪聲干擾效果較差。這是因為單頻干擾屬于窄帶干擾，干擾功率相對集中，如果干擾頻率能與期望信號功率譜最大值位置重合將具有較強的破壞性，帶限高斯噪聲和同速率偽碼干擾同屬寬帶干擾，但同速率偽碼干擾與期望信號的相關(guān)性要優(yōu)于帶限高斯噪聲，因此，能有更多干擾能量通過窄帶濾波器而起作用。

2.2 干擾效能的定量分析

碼跟蹤性能主要依賴于超前與滯后相關(guān)器的差分，目前GPS接收機碼跟蹤環(huán)路一般多采用非相干超前減滯后功率(NELP)鑒別器，由于M碼信號的功率譜近似連續(xù)，對其實施的單頻、帶限高斯噪聲和同速率偽碼干擾均符合Betz關(guān)于非相干延遲鎖相環(huán)跟蹤誤差的推導(dǎo)條件[9]，因此，干擾下的M碼信號非相干超前減滯后功率處理碼跟蹤誤差為(以秒為單位，且不考慮接收機自身熱噪聲的影響)，有：

式中，Bn為碼跟蹤環(huán)路單邊帶寬；Td為相關(guān)積分時間；Δf為接收信號的殘余多普勒頻移，在GPS與慣導(dǎo)的超緊致耦合下，可認(rèn)為Δf近似為零；sP為衛(wèi)星接收信號功率；Gs( f )為衛(wèi)星接收信號的歸一化功率譜密度；JP為干擾信號功率；GJ(f)為干擾信號的歸一化功率譜密度；βr為接收機前端等效預(yù)相關(guān)帶寬；d為早遲碼間距(碼片)。對于單頻干擾，其歸一化功率譜密度可以建模為：

式中，fJ為單頻干擾頻偏。設(shè)PJ/Ps=40dB ，對M碼接收機的參數(shù)設(shè)置為[12]：βr=30 MHz；Bn=2 Hz；Td=20 ms；d=1/8(由于M碼信號自相關(guān)函數(shù)的主峰寬度更窄，因此，其早遲碼間距要取更小值)，碼跟蹤誤差隨單頻干擾頻偏變化曲線如圖5所示。

由圖5可以看出，造成余弦BOC(10,5)調(diào)制M碼信號最大碼跟蹤誤差的干擾頻偏與其功率譜最大值對應(yīng)頻點差異不大，這是由于式(5)中A項含有sin2(πfdT)而導(dǎo)致的，根據(jù)仿真參數(shù)，當(dāng)fJ取值為20.46 MHz時，sin2(πfdTc)取得最大值，但此時M碼信號功率譜值近乎為零，因此，可定性地判斷出造成M碼碼跟蹤誤差最大的干擾頻偏介于10.652～20.46 MHz之間，且比較偏向于10.652 MHz。式(5)中的B項描述干擾對相關(guān)器輸出信噪比的影響，通過仿真可發(fā)現(xiàn)其隨干擾頻偏的變化曲線與圖5相似，最大值對應(yīng)的干擾頻偏為10.11 MHz，這說明單頻干擾對M碼信號相關(guān)器輸出信噪比的影響與造成的碼跟蹤誤差可以等價。

對于帶限高斯噪聲干擾，其歸一化功率譜密度可以建模為：

式中，βJ和fJ分別為干擾信號的帶寬和基帶中心頻率。βJ足夠大，使得1/βJ遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于碼鑒別器的相關(guān)積分時間Td。設(shè)置fJ與衛(wèi)星信號的載波中心頻率f0近似相等，且認(rèn)為接收機前端不會出現(xiàn)飽和現(xiàn)象，干擾帶寬的變化范圍設(shè)置為10～30 MHz，其他仿真參數(shù)同圖5，碼跟蹤誤差隨帶限高斯噪聲干擾帶寬變化曲線如圖6所示。

由圖6可以看出，M碼碼跟蹤誤差并非呈現(xiàn)出單調(diào)變化的趨勢，而是存在一個最佳干擾帶寬。這是因為隨著干擾帶寬的增加，干擾功率譜值降低，干擾信號對期望信號功率譜高次諧波的覆蓋范圍增大，盡管高次諧波分量的值相對較小，但從式(5)可以看出，由于早遲碼間距較小，A項中存在的近似權(quán)值因子f2會相應(yīng)增大，因此，導(dǎo)致最終的碼跟蹤誤差不一定會持續(xù)增加，而存在一個最佳干擾帶寬。同樣，通過仿真也可發(fā)現(xiàn)式(5)中的B項隨干擾帶寬的變化曲線與圖6相似，最大值對應(yīng)的干擾帶寬為25.6 MHz，這說明帶限高斯噪聲干擾對M碼信號相關(guān)器輸出信噪比的影響與造成的碼跟蹤誤差可以等價。

為了消除M碼信號副載波調(diào)制對同速率偽碼干擾的影響，對干擾功率譜的形狀進行優(yōu)化，當(dāng)早遲碼間距趨于0時，可將式(5)中A、B項重新寫為：

即干擾對相關(guān)器輸出信噪比的影響可單獨用κJs來表征，而造成的碼跟蹤誤差需要采用κJs和χJs同時描述，κJs和χJs越大，則說明干擾效果越好。對M碼信號的同速率偽碼干擾的κJs和χJs隨干擾頻偏的變化曲線如圖7所示(βr取30 MHz)。

由圖7可以很直觀地看出同速率偽碼干擾對M碼信號相關(guān)器輸出信噪比的影響與造成的碼跟蹤誤差之間的等價性。本文兼顧考慮到干擾對不同調(diào)制相位的M碼信號的影響，干擾功率譜可近似為BOC(10,5,40°)對應(yīng)的功率譜，即可采用其對應(yīng)時域信號的生成方式來得到對M碼信號的同速率偽碼干擾。設(shè)干信比變化范圍為30～60 dB，對于單頻干擾頻偏和帶限高斯噪聲干擾帶寬都取相應(yīng)干信比下對應(yīng)的最佳值，同速率偽碼干擾采用時域BOC(10,5,40°)的調(diào)制方式生成，則在3種參數(shù)優(yōu)化后的典型壓制干擾樣式下碼跟蹤誤差隨干信比的變化曲線如圖8所示。

由圖8可以看出，當(dāng)干信比小于35 dB時，M碼信號的碼跟蹤誤差對干擾幾乎不太敏感，而當(dāng)干信比超過40 dB后，碼跟蹤誤差開始增加。單頻干擾效果最好，同速率偽碼干擾次之，帶限高斯噪聲干擾效果較差。這是因為BOC調(diào)制在增加信號占用帶寬的同時，還將能量集中的主瓣搬移到了接收機預(yù)相關(guān)帶寬的邊緣，造成帶限高斯噪聲干擾的最佳帶寬優(yōu)勢很小，而同速率偽碼干擾與期望信號相關(guān)性強的優(yōu)勢得以充分體現(xiàn)。

根據(jù)圖3的M碼信號接收系統(tǒng)模型建立的仿真系統(tǒng)對不同壓制干擾樣式造成的星歷誤碼率進行Monte Carlo仿真。由于誤碼率是干擾下相關(guān)器輸出信噪比的一種量化呈現(xiàn)，根據(jù)圖4可定性地判斷出同等干信比下3種干擾樣式造成的誤碼率存在差異，在此進行定量地仿真驗證。用一個10級Gold碼來模擬M碼，碼速率為5.115 MHz，為縮短仿真運行時間，將仿真中每個信息比特的重復(fù)次數(shù)設(shè)為1 023次，由于一位數(shù)據(jù)比特的持續(xù)時間為20 ms，即一位數(shù)據(jù)比特的傳輸需要上述的擴頻過程重復(fù)100次，因此，在得到一次擴頻過程的誤碼率Pe′后，可采用“100取51”的大數(shù)判決原則[13]計算接收系統(tǒng)的誤碼率Pe，即有：

由于衛(wèi)星星歷參數(shù)主要包含在導(dǎo)航電文每頁的前3幀，因此，設(shè)仿真中傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量為900 bit，在3種參數(shù)優(yōu)化后的壓制干擾樣式下，余弦BOC(10,5)調(diào)制M碼信號的星歷誤碼率隨干信比的變化曲線如圖9所示。

由圖9可以看出，在同等干信比條件下，單頻干擾造成的誤碼率最大，同速率偽碼干擾次之，帶限高斯噪聲干擾較小，這與定性分析的結(jié)論一致。另外，隨著干信比的增大，不同壓制干擾樣式造成的誤碼率大小的差異逐漸減小，這說明誤碼率的產(chǎn)生很可能存有一個門限干擾功率，在干信比較小時，好的干擾樣式能夠率先達到該門限值而造成誤碼率，從而也間接證明了干擾樣式的選擇及參數(shù)設(shè)置的重要性。

2.3 干擾樣式的比較選擇

結(jié)合接收機的抗干擾措施來分析，若接收機射頻前端具備一定的干擾檢測能力，則干擾信號功率譜與期望信號功率譜越相似，干擾越具有隱蔽性。按功率譜相似程度由高到低對3種壓制干擾樣式的排序為：同速率偽碼、帶限高斯噪聲、單頻。因此，盡管單頻干擾能量集中，干擾效果好，但其一方面受頻率對準(zhǔn)程度的影響而對偵察監(jiān)測提出了更高的要求，另外，更重要的是簡單的頻域濾波就可對其產(chǎn)生較好的抑制作用。帶限高斯噪聲和同速率偽碼干擾的干擾效果雖然不如單頻干擾，但其所占帶寬較寬，頻域濾波對其無能為力，帶限高斯噪聲干擾容易產(chǎn)生，可使接收機ADC輸入端的熱噪聲和干擾噪聲的RMS幅度在較長的持續(xù)時間內(nèi)維持在同一水平，不易被AGC電路檢測到并進行消零。但其與期望信號的相關(guān)性弱，導(dǎo)致干擾效率低下，在進行干擾帶寬的優(yōu)化設(shè)置后，干擾效果也改善有限。同速率偽碼干擾與期望信號的相關(guān)性要強于帶限高斯噪聲，即便在帶寬覆蓋范圍略大的情況下也要比帶限高斯噪聲干擾效果好，且能更有效地抵御接收機時頻域的抗干擾措施。因此，消除副載波調(diào)制影響的同速率偽碼干擾可作為對M碼信號的一種較好的壓制干擾樣式。

3 結(jié) 論

M碼信號采用超長周期偽碼和BOC調(diào)制，具有良好的抗干擾性能，因此，對M碼信號的干擾研究尤為迫切。在對M碼信號實施的單頻、帶限高斯噪聲和同速率偽碼干擾的不同干擾效能評估指標(biāo)進行統(tǒng)一性論證的基礎(chǔ)上，結(jié)合接收機抗干擾措施對3種干擾樣式進行評估比較后可得：消除副載波影響的同速率偽碼干擾效果盡管相比單頻干擾要稍差一些，但其屬于寬帶干擾，且與M碼信號功率譜相似程度較高，干擾隱蔽性強，頻域濾波對其無能為力；另外，同速率偽碼干擾對參數(shù)設(shè)置要求低，只需通過時域BOC(10,5,40°)的調(diào)制方式來生成干擾信號，因此，可作為對M碼信號的一種較好的壓制干擾樣式。

[1] 王華, 常江. 現(xiàn)代化的GPS軍用M碼綜述[J]. 現(xiàn)代防御技術(shù), 2011, 39(1): 68-73. WANG Hua, CHANG Jiang. Overview of military M code for modern GPS[J]. Modern Defence Technology, 2011, 39(1): 68-73.

[2] BARKER C B C, STRATON J R. GPS military signal modernization: Updates to design and characteristics[C]// ION GPS 2001. Salt Lake City, USA: Institute Navigation, 2001: 2716-2721.

[3] HOLEMS J K, RAGHAVAN S. A summary of the new GPS IIR-M and IIF modernization signals[C]//Proceedings of IEEE Vehicular Technology Conference 2004, IEEE VTC. [S.l.]: IEEE, 2004: 4116-4126.

[4] OSHMAN Y, KOIFMAN M. Robust GPS navigation in the presence of jamming and spoofing[C]//Proceeding of AIAA Guidance, Navigation, and Control Conference and Exhibit, American Institute of Aeronautics and Astronautics. Austin, Texas, USA: [s.n.], 2003: 1-11.

[5] 楊力, 薄煜明, 田明浩. BOC調(diào)制信號的抗干擾性能研究[J]. 計算機科學(xué), 2008, 35(4): 33-35. YANG Li, BO Yu-ming, TIAN Ming-hao. Research of anti-jamming characteristic for BOC signal[J]. Computer Science, 2008, 35(4): 33-35.

[6] 趙偉, 李洪, 陸明泉. GPS M碼信號捕獲抗干擾性能仿真研究[J]. 計算機仿真, 2012, 29(11): 201-205. ZHAO Wei, LI Hong, LU Ming-quan. Research on GPS M-code anti-jamming capability[J]. Computer Simulation, 2012, 29(11): 201-205.

[7] 王璐, 劉崇華, 何善寶. 導(dǎo)航BOC信號的抗干擾性能分析[J]. 中國空間科學(xué)技術(shù), 2009(4): 69-76. WANG Lu, LIU Chong-hua, HE Shan-bao. Interference effects on BOC signals[J]. Chinese Space Science and Technology, 2009(4): 69-76.

[8] 梁高波, 陳軍, 孫吉. GPS M碼信號特性及抗干擾性能分析[J]. 通信對抗, 2010(4): 30-35. LIANG Gao-bo, CHEN Jun, SUN Ji. Characteristic and anti-jamming performance of GPS M-code signal[J]. Communication Countermeasures, 2010(4): 30-35.

[9] BETZ J. Effect of jamming on GPS M code signal SNIR and code tracking accuracy[C]//Proceedings of ION 2000 National Technical Meeting. Salt Lake City, USA: Institute Navigation, 2000.

[10] 唐祖平. GNSS信號設(shè)計與評估若干理論研究[D]. 武漢:華中科技大學(xué), 2009. TANG Zu-ping. Research on relevant theory for GNSS signal design and evaluation[D]. Wuhan: Huazhong University of Science and Technology, 2009.

[11] BETZ J W, FITE J D, CAPOZZA P T. Getting to M direct acquisition of the new military signal[J]. GPS World, 2005(4): 40-46.

[12] KAPLAN E D, HEGARTY C J. Understanding GPS: Principles and applications[M]. 2nd ed. Boston, USA: Artech House, 1996.

[13] HAN Li, XIE Zheng. Method of jamming C/A code GPS receiver[J]. Journal of Beijing Institute of Technology, 2002, 11(3): 276-279.

編 輯 漆 蓉

Effectiveness Analysis of the Blanket Jamming Mode to GPS M Code Signal

MAO Hu1, WU De-wei1, LU Hu1, and BAI Meng-liang2
(1. School of Information and Navigation，Air Force Engineering University Xi’an 710077;2. Military Agency of the 212 Research Institute, The Chinese People’s Liberation ARMY (PLA) Xi’an 710065)

Aiming at the feature and superiority on anti-jamming of global position system (GPS) M code signal, in order to find an effective jamming mode for M code signal, the jamming efficiency of three types of typical blanket jamming, single frequency, band-limited Gaussian noise, and pseudo code with the same rate, are analyzed. In the analysis, the power spectral density change of GPS receiver cross-correlation filtering output is taken as the qualitative evaluation bases; the code tracking error and the ephemeris bit error rate (BER) are taken as the quantitative evaluation indexes. The influence process of jamming to evaluation factor and the oneness of each evaluation factor are derived theoretically by modeling M code signal receiving system. The simulation results show that single frequency jamming exhibits the best jamming effect while band-limited Gaussian noise jamming is the worst, the second comes pseudo code with the same rate jamming when the influence of sub-carrier modulation was eliminated. Considering the complexity of smart jamming implementation, it is suggested to choose the pseudo code with the same rate as M code signal jamming since single frequency jamming needs strict frequency setting and it is easily eliminated by frequency domain filtering.

BER; BOC(10,5); code tracking error; jamming mode; PSD

TN967.1; TN972.2

A

10.3969/j.issn.1001-0548.2015.03.006

2013 ? 07 ? 30；

2014 ? 01 ? 04

國家自然科學(xué)基金(61174194)

毛虎(1987 ? )，男，博士生，主要從事導(dǎo)航戰(zhàn)與導(dǎo)航對抗方面的研究.