一種無(wú)需濾波的D類音頻功率放大器*

尚建榮

（西安郵電大學(xué)電子工程學(xué)院，西安710121）

一種無(wú)需濾波的D類音頻功率放大器*

尚建榮

（西安郵電大學(xué)電子工程學(xué)院，西安710121）

傳統(tǒng)的D類音頻功率放大器都需要外接LC濾波器，從而增加了成本加大了失真。針對(duì)高效率、低失真的要求，設(shè)計(jì)了一種采用求和積分負(fù)反饋技術(shù)和H橋輸出結(jié)構(gòu)代替濾波器功能的電路結(jié)構(gòu)。電路采用CSMC公司的0.6 μm BCD工藝模型，基于Cadence仿真平臺(tái)對(duì)電路進(jìn)行了前仿真，仿真結(jié)果表明：在15 V電源電壓，輸出功率為6 W，8 Ω負(fù)載下芯片效率高達(dá)85%，輸出音頻信號(hào)失真小于0.1%。

無(wú)需濾波，D類功放，負(fù)反饋技術(shù)，H橋，BCD

0 引言

傳統(tǒng)的線性功放普遍效率低、散熱高，所以D類功放的應(yīng)用就成了一種必然趨勢(shì)。大量資料顯示：實(shí)際中D類功放的轉(zhuǎn)換效率高達(dá)80%以上，理論上更可達(dá)100%。D類音頻功放是將音頻信號(hào)預(yù)放大后與高頻信號(hào)比較，結(jié)果在固定頻率的載波上調(diào)制，音頻信號(hào)被轉(zhuǎn)換成了PWM信號(hào)，然后由功率MOSFET對(duì)PWM信號(hào)進(jìn)行放大，最后通過外接LC低通濾波器濾除載波，恢復(fù)出放大的原始音頻信號(hào)驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器［1-4］。

但是使用外接低通濾波有3個(gè)缺點(diǎn)［5］：首先，外部低通濾波器會(huì)降低功放本身對(duì)揚(yáng)聲器的控制，尤其是在調(diào)制頻率較高的時(shí)候，功放的轉(zhuǎn)移特性會(huì)跟隨負(fù)載變化而變化；其次，組成低通濾波器的元器件的非線性嚴(yán)重影響了濾波器的性能；最后，外部元件的使用使得D類功放的應(yīng)用電路變得復(fù)雜，成本升高。為了克服以上缺點(diǎn)提出了一種利用求和積分負(fù)反饋技術(shù)的全集成H橋式輸出立體聲D類音頻功放電路，不需要LC濾波器，外圍所需元件少，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，具有較高的實(shí)用價(jià)值。

1 無(wú)需濾波的D類功放的系統(tǒng)分析與設(shè)計(jì)

無(wú)需濾波的D類功放電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。系統(tǒng)主要由振蕩器、前置運(yùn)算放大器、求和積分器、PWM比較器以及保護(hù)電路等組成。振蕩器輸出固定頻率為200 KHz的方波信號(hào)，用來(lái)產(chǎn)生對(duì)音頻信號(hào)進(jìn)行調(diào)制的頻率為100 KHz，幅度為5 V的三角波信號(hào)；前置運(yùn)算放大器主要實(shí)現(xiàn)了對(duì)輸入音頻信號(hào)進(jìn)行預(yù)放大，使音頻信號(hào)的幅度能夠滿足PWM的要求；積分器主要用來(lái)實(shí)現(xiàn)音頻信號(hào)的積分運(yùn)算，對(duì)D類音頻功率放大器進(jìn)行噪聲整形，提高THN+D的性能［6］；PWM比較器用于對(duì)音頻信號(hào)和調(diào)制三角波信號(hào)進(jìn)行比較，產(chǎn)生占空比隨音頻信號(hào)幅度變化的方波，送入調(diào)制邏輯。調(diào)制邏輯對(duì)已調(diào)制音頻信號(hào)進(jìn)行半波整形，從而達(dá)到無(wú)需濾波器的目的。電路采用了負(fù)反饋結(jié)構(gòu)，即第2個(gè)輸出反饋環(huán)路在輸入音頻信號(hào)與三角波信號(hào)調(diào)制前對(duì)其進(jìn)行整形。

圖1 D類功放的電路結(jié)構(gòu)圖

根據(jù)圖1的電路結(jié)構(gòu)可得出電路的增益為：

由式（1）知，環(huán)路中存在一個(gè)零點(diǎn)，位于左半平面，即

于是只要合理地設(shè)計(jì)和構(gòu)成左半平面零點(diǎn)相關(guān)的電阻值，就可以保證系統(tǒng)的相位裕度。實(shí)際設(shè)計(jì)的D類功放采用了二階環(huán)路反饋系統(tǒng)，和一階系統(tǒng)相比具有更高的環(huán)路增益和較好的THD和PSRR性能。

傳統(tǒng)的D類音頻功放是開環(huán)結(jié)構(gòu)，是將幅度變化后的音頻信號(hào)直接輸入PWM產(chǎn)生電路中與鋸齒波比較，產(chǎn)生輸出級(jí)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。開環(huán)結(jié)構(gòu)電路比較簡(jiǎn)單，實(shí)現(xiàn)了較好的性能，但是開環(huán)結(jié)構(gòu)最大的缺點(diǎn)是受到電源和襯底噪聲干擾，當(dāng)電源受到噪聲污染和襯底噪聲注入的時(shí)候，會(huì)大大降低開環(huán)結(jié)構(gòu)的性能，因此，需要在輸出端加上LC濾波器抑制電源噪聲和襯底噪聲的影響。文中提出的D類音頻功放是一個(gè)閉環(huán)負(fù)反饋結(jié)構(gòu)，將反饋的PWM信號(hào)積分（INTE2）后轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)，然后利用積分器（INTE1）將此負(fù)反饋模擬信號(hào)與幅度變化后的音頻信號(hào)求和，作為PWM產(chǎn)生電路的輸入信號(hào)，控制兩個(gè)積分器的增益，可以保證整個(gè)閉環(huán)的反饋增益小于1，反饋回路中的RC和CC除了低通濾波的作用以外，還起到了頻率補(bǔ)償?shù)淖饔茫ＷC整個(gè)閉環(huán)的穩(wěn)定性。這種閉環(huán)結(jié)構(gòu)使用了負(fù)反饋來(lái)提高D類放大器的性能，利用負(fù)反饋系統(tǒng)的固有特性來(lái)提高放大器的電源抑制比和襯底噪聲抑制比。因此，使用積分負(fù)反饋閉環(huán)結(jié)構(gòu)的D類放大器可以省略外部LC濾波器，直接用PWM信號(hào)驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器。

2 電路設(shè)計(jì)與分析

2.1 前置運(yùn)算放大器

由于設(shè)計(jì)的是立體聲D類音頻功率放大器，所以有兩路完全對(duì)稱的音頻放大通路。每一個(gè)通路都采用了雙端輸入、雙端輸出的全差分結(jié)構(gòu)，電路連接成負(fù)反饋的形式。同時(shí)采用共模反饋來(lái)穩(wěn)定全差分輸出的直流電平，保證經(jīng)過放大后輸出的音頻信號(hào)不會(huì)失真。電路結(jié)構(gòu)圖如圖2所示。

圖2 前置運(yùn)算放大器的電路結(jié)構(gòu)圖

前置運(yùn)算放大器的電路結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示，主要由放大級(jí)和共模反饋兩部分組成。圖中的VREF_1為6 V電壓，由帶隙電壓基準(zhǔn)電路產(chǎn)生。運(yùn)放的輸入端由4個(gè)相同的差分結(jié)構(gòu)組成，每一個(gè)差分結(jié)構(gòu)外接的電阻比值不同。放大級(jí)由兩級(jí)共源放大電路組成，其增益為

式（3）中g(shù)m1和gm2分別為第1、第2級(jí)運(yùn)放的等效跨導(dǎo)，ROUT1和ROUT2分別為第1、第2級(jí)運(yùn)放輸出阻抗。

放大級(jí)采用折疊共源共柵結(jié)構(gòu)，其中M1～M3、M8～M9組成輸入級(jí)差分放大器，M4～M7、M10～M11組成輸出級(jí)電路，其中M4～M7為電流源，M10～M11為共柵放大器，M12、M13構(gòu)成有源負(fù)載電路。Q3～Q5，M15～M18構(gòu)成共模反饋電路。其中Q3采樣前置運(yùn)放的輸出電壓平均值，即VO/2。共模反饋放大器從Q5的發(fā)射極輸出，會(huì)使該點(diǎn)的極點(diǎn)很大，也使得共模反饋環(huán)路的單位增益帶寬內(nèi)只有一個(gè)極點(diǎn)，保證了共模反饋環(huán)路的穩(wěn)定性。

2.2 三角波產(chǎn)生電路

三角波產(chǎn)生電路是通過對(duì)方波信號(hào)進(jìn)行積分來(lái)實(shí)現(xiàn)，輸出周期信號(hào)。在雙邊采樣PWM調(diào)制D類功放中，三角波的一些非線性特性，包括斜坡邊沿的斜率和對(duì)稱度的非線性，均會(huì)引入到調(diào)制中并導(dǎo)致輸出信號(hào)的失真增大。因此，三角波信號(hào)良好的線性度至關(guān)重要［7］。

為實(shí)現(xiàn)D類功放內(nèi)部音頻信號(hào)最大的動(dòng)態(tài)范圍，差分運(yùn)放的共模電平與三角波中心電平完全一致，均在6 V/2，即3 V處，這也保證了系統(tǒng)獲得較小的輸出失調(diào)電壓。三角波產(chǎn)生電路如圖3所示。圖3（a）是產(chǎn)生方波的電路圖，在電路上電后，電容C2、C3上的電壓從零開始逐漸充電。

式（4）中，VC為電容上的充電電壓，結(jié)束充電時(shí)電壓為VC（t0）。

由（4）式可知，C2、C3的充電時(shí)間為：

圖3 波形產(chǎn)生電路

設(shè)計(jì)時(shí)R1=2R2，所以tcharge1=2tcharge2，M9比M8優(yōu)先導(dǎo)通，A點(diǎn)優(yōu)先于B點(diǎn)從高電平變?yōu)榈碗娖?，故C3的充電過程先結(jié)束并開始通過M12放電。

隨著電容C3上放電的進(jìn)行，A點(diǎn)電位變高。由于C2沒有放電通路，所以M8導(dǎo)通，B點(diǎn)變?yōu)榈碗娖?。由于A、B兩點(diǎn)電平的變化使C2和C3充放電交替進(jìn)行。合理控制管子的參數(shù)和電容容值，就可得到占空比為50%的方波信號(hào)。方波產(chǎn)生電路的頻率為：

圖3（b）是對(duì)圖3（a）產(chǎn)生的方波信號(hào)進(jìn)行積分后產(chǎn)生三角波的電路圖。VIN是同頻率方波信號(hào)（占空比50%）。電路采用共源級(jí)和共柵極兩級(jí)放大，輸出級(jí)采用雙端轉(zhuǎn)單端輸出。為了保證環(huán)路的穩(wěn)定性，分別設(shè)計(jì)了R1，C1和R3，C3米勒補(bǔ)償電路。電容C2是積分電容，電阻R2一方面可以引入直流反饋，另一方面可以穩(wěn)定輸出三角波直流電平。對(duì)輸出三角波節(jié)點(diǎn)進(jìn)行分析，有

考慮到穩(wěn)態(tài)時(shí)三角波形的連續(xù)性以及在輸入方波的正負(fù)半周期內(nèi)，有

綜合考慮，當(dāng)R2C2≥3T，輸出的三角波形較為理想。

3 仿真及測(cè)試結(jié)果

基于CSMC 0.6 μm BCD工藝Cadence仿真平臺(tái)對(duì)整個(gè)電路進(jìn)行了閉環(huán)仿真。仿真結(jié)果如圖4所示，仿真條件為：輸入信號(hào)為頻率1 KHz，幅度55 mV的正弦波，電源電壓為12 V。

圖4 輸入信號(hào)頻率為1 KHz的輸出波形

下頁(yè)圖5為前置放大器的仿真曲線，其中圖5（a）為前置運(yùn)算放大器開環(huán)的仿真曲線，由仿真結(jié)果可看出低頻增益為65 dB，開環(huán)相位裕度為90°。圖5（b）為前置運(yùn)放輸出電平的仿真曲線，分別對(duì)加入共模反饋前后的電路進(jìn)行了仿真比較。通過對(duì)比可以發(fā)現(xiàn)，共模反饋電路使得全差分運(yùn)放的輸出共模電平穩(wěn)定在3 V（電源電壓為6 V）。

圖5 仿真曲線

圖6是設(shè)計(jì)的無(wú)需濾波的D類音頻功率放大器的照片。芯片面積約為2.5 mm×2.2 mm。表1給出了在電源電壓為5 V，輸入信號(hào)為頻率1 kHz，幅度200 mV的正弦波時(shí)部分參數(shù)的測(cè)試結(jié)果。圖7給出了用音頻分析儀測(cè)試總諧波失真及噪聲之和隨輸出功率變化的結(jié)果，可以看出，總諧波失真及噪聲之和隨著功率增大，呈現(xiàn)出先減小后增大的趨勢(shì)，在6 W時(shí)，具有最小的THD+N。圖8為電源電壓為15 V、增益為13 dB時(shí)輸出功率與效率的關(guān)系圖。圖8顯示，當(dāng)D類功放輸出功率較小時(shí)，其效率相對(duì)較低。

圖6 無(wú)濾波class D音頻功放芯片照片

圖7 輸出功率與THD+N的關(guān)系

圖8 輸出功率與效率的關(guān)系

表1 部分參數(shù)測(cè)試結(jié)果

4 結(jié)論

本文提出了一種基于0.6 μm BCD工藝的D類音頻功率放大器的設(shè)計(jì)，采用單電源供電，電源電壓在10 V～25 V范圍內(nèi)，最大轉(zhuǎn)換效率可達(dá)80%以上。整個(gè)功放效率高、輸出功率大、總諧波失真與噪聲之和小。該D類音頻功率放大器在便攜式消費(fèi)電子產(chǎn)品領(lǐng)域可以完全替換傳統(tǒng)的線性音頻放大器。

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Design of a Filterless Class-D Audio Power Amplifier

SHANG Jian-rong
（School of Electronic Engineering，Xi’an University of Posts and Telecommunications，Xi’an 710121，China）

The traditional class-D audio power amplifier requires external LC filter and increases the cost of increased distortion.According to high efficient and low distortion，a Summing integrator negative feedback scheme and a H-bridge output stage structure circuit is designed，it eliminates the output low pass LC filter.The circuits are completed using Cadence software based on the CSMC 0.6 μm BCD process.The simulation results show the THD+N is less than 0.1%and the efficiency is up to 85%，when the delivered power is 6 W，the load is 8 Ω and the supply power is 15 V，can meet the prospective specification.

filterless，class-D audio power amplifier，negative feedback，H-bridge，BCD

TN312.8

A

1002-0640（2015）02-0133-04

2013-12-19

2014-02-03

陜西省教育廳專項(xiàng)科研基金（2011JK0932，2013JK1089），陜西省科技研究發(fā)展計(jì)劃基金資助項(xiàng)目（2013K06-07）

尚建榮（1977-），女，山東單縣人，碩士研究生。研究方向：電路設(shè)計(jì)和編碼技術(shù)。