一種低功耗同步BUCK芯片的過零檢測電路設(shè)計*

周朝陽，馮全源

（西南交通大學(xué) 微電子研究所，四川 成都611756）

一種低功耗同步BUCK芯片的過零檢測電路設(shè)計*

周朝陽，馮全源

（西南交通大學(xué) 微電子研究所，四川 成都611756）

同步BUCK芯片在輕載模式下會產(chǎn)生因電感電流倒灌而產(chǎn)生的額外功耗。針對這一問題，設(shè)計了一款過零檢測電路。該電路采用兩個不同電壓門限采集技術(shù)，并對門限進行溫度補償，有效限制了電感電流的倒灌；同時設(shè)計了邊沿隱匿電路，避免電路切換時引起的誤觸發(fā)。該過零檢測電路基于0.25滋m BCD工藝設(shè)計，利用HSPICE仿真驗證。當(dāng)系統(tǒng)溫度在-40℃～120℃變化時，負閾值電壓容差僅為0.2 mV，實現(xiàn)了高精度的過零檢測，且靜態(tài)功耗極低。

BUCK變換器；輕載模式；過零檢測；不連續(xù)導(dǎo)通模式

0 引言

近年來，同步 BUCK型開關(guān)電源因高效率、低功耗的優(yōu)勢被廣泛用作各種電子設(shè)備的電源，其采用同步整流MOSFET代替?zhèn)鹘y(tǒng)的續(xù)流二極管，是目前比較常用的一類開關(guān)電源拓撲。同步BUCK變換器在滿負載情況時工作于連續(xù)電流模式（CCM）；但在輕負載情況下，當(dāng)負載電流降低至低于電感電流時，會出現(xiàn)電感電流倒灌現(xiàn)象，此時變換器需要工作在非連續(xù)電流模式（DCM）下以降低損耗。通常，同步變換器實現(xiàn)DCM模式是比較困難的，尤其是在高頻應(yīng)用中，這時往往需要一個高速、高精度的電感電流過零檢測電路[1-3]，在輕載時能及時關(guān)斷同步續(xù)流管，降低變換器輕載模式下功耗。

本文提出了一種低功耗同步BUCK芯片的過零檢測電路，采用雙電壓門限技術(shù)及門限溫度補償電路，有效限制了電感電流的倒灌。詳細介紹了同步BUCK變換器DCM工作模式及過零檢測機制，通過仿真驗證了該過零檢測電路工作性能良好。

圖1 同步BUCK變換器拓撲結(jié)構(gòu)

1 同步BUCK變換器DCM工作模式及過零檢測機制

1.1 同步BUCK變換器DCM工作模式

同步BUCK型變換器的拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，其采用同步整流 MOSFET代替?zhèn)鹘y(tǒng)異步變換器的續(xù)流二極管，從而極大提高電源轉(zhuǎn)換效率。其中，M1為高端開關(guān)管，M2為同步整流MOSFET，Driver信號是帶有死區(qū)時間控制的脈寬調(diào)制方波，驅(qū)動M1及M2的導(dǎo)通和關(guān)斷。L為儲能電感，R為負載電阻，C為輸出端電容。當(dāng)Driver驅(qū)動信號為高電平時開關(guān)管M1導(dǎo)通，輸入電壓對電感L充電；當(dāng) Driver信號為低電平時續(xù)流管 M2導(dǎo)通，電感放電到負載R。

假設(shè)圖1中的開關(guān)管M1、續(xù)流管M2的導(dǎo)通阻抗分別為 RON1、RON2，則在開關(guān)管 M1導(dǎo)通時 SW 端的電壓 VSW1可表示為：

同步續(xù)流管M2導(dǎo)通時SW端的電壓：

假設(shè) RON1、RON2為定值，根據(jù)式(1)、式(2)可知，SW 端的電壓變化量與電感電流的變化量成線性比例關(guān)系，因此可以利用SW 端電壓作為電感電流的采樣信號[4，5]。

輕載情況下，同步BUCK變換器通常工作于兩種模式：強迫連續(xù)導(dǎo)通模式(FCCM)或非連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)，圖 2(a)、圖 2(b)所示分別為 FCCM和 DCM模式下的電感電流波形?？梢钥闯?，F(xiàn)CCM模式中每個周期電感電流都回到零并有反向電流流通時間，而DCM模式下電流回到零后沒有反向電流流過，保持零電流至周期結(jié)束。

圖2 FCCM/DCM模式下電感電流波形

1.2 同步BUCK變換器過零檢測機制

圖3所示為本文提出的同步BUCK變換器過零檢測電路原理圖。文中的過零檢測電路包括三部分：過零檢測使能電路、邊沿隱匿電路和負閾值電壓比較器。過零檢測電路使能信號如圖 3中ZC_en信號所示，當(dāng)變換器高端開關(guān)管驅(qū)動信號 HS_dr為高電平，通過使能電路反相作用，使能信號ZC_en為低電平，整個過零檢測電路關(guān)斷；當(dāng) HS_dr為低電平，ZC_en拉高，從而使能過零檢測電路開始工作。通過該使能電路，只有在高端管關(guān)閉，低端續(xù)流管開啟階段，電感電流可能會出現(xiàn)倒灌現(xiàn)象時，過零檢測電路才啟動工作，從而極大降低了系統(tǒng)的功耗[6]。邊沿隱匿電路如圖 3中虛線框中所示，能有效屏蔽低端續(xù)流管導(dǎo)通瞬間SW端電位擾動對過零檢測電路造成的誤觸發(fā)。負閾值電壓比較器如圖3中ZC比較器所示，由1.1中分析可知，電感電流降低到零時，VSW也降為零，但由于變換器內(nèi)部的邏輯延遲、線延遲和一些寄生參數(shù)的影響，致使 VSW=0時，控制電路不能及時關(guān)斷同步續(xù)流管，仍會導(dǎo)致電感電流的倒灌。因此實際應(yīng)用中，通常選取略低于0 V的SW電壓作為過零比較器的翻轉(zhuǎn)門限。負電壓閾值比較器檢測SW端電壓，一旦SW電位達到負電壓閾值，比較器輸出保護信號，系統(tǒng)將關(guān)斷低端續(xù)流管，防止電感電流倒灌[7]。

圖3 過零檢測電路原理

2 過零檢測電路的設(shè)計

過零檢測電路主要包含兩部分：雙門限電壓采集電路和負閾值電壓比較器電路，分別如圖4、圖5所示。雙門限電壓采集電路實現(xiàn)對VSW和 PGND的電壓采樣，采樣結(jié)果提供負閾值電壓比較器進行比較；負閾值電壓比較器比較IN+與IN-，比較結(jié)果 VOUT通過Driver模塊控制低端整流管的導(dǎo)通或關(guān)斷。

圖4 雙門限電壓采集電路

圖5 負閾值電壓比較器電路

2.1 雙門限電壓采集電路

圖4所示為雙門限電壓采集電路，當(dāng) Ctr1電平為高、Ctr2為低時，MN1導(dǎo)通，MN2截止，VSW0≈VSW； 當(dāng) Ctr1電平為低、Ctr2為高時，MN1截止，MN2導(dǎo)通，VSW0≈R2/(R1+R2)× VSW，從而實現(xiàn)對 VSW雙門限采集。

2.2 負閾值電壓比較器電路

圖5所示為負閾值電壓比較器實際電路，比較器采用兩級放大電路，分別為第二級NPN放大電路和第三級NMOS放大電路，其中第二級為電阻負載的NPN放大電路，以保證寬帶寬和低延時；第三級為CMOS放大電路，以提高增益，同時對波形進行整形；最后一級為輸出級，將比較輸出電壓轉(zhuǎn)化成全擺幅信號。第一級采用PNP跟隨電路，將兩個輸入信號抬高以達到第二級 NPN放大電路的共模輸入電平下限值。

BJT放大電路與 CMOS電路相比轉(zhuǎn)換速度更快，也具有更好的帶寬，因此第二級采用NPN放大電路。但BJT在集電極電流相對穩(wěn)定時受溫度變化影響較大，故需要正溫度系數(shù)電流，以穩(wěn)定 NPN差分對的增益[8]。前兩級電流源I1為帶隙基準(zhǔn)源提供的正溫度系數(shù)電流，后兩級電流源I2為負溫度系數(shù)電流，以降低增益和延時的溫度特性。

圖5中電流源I1可以表示為(其中K、N、R均為常值)：

因NPN的跨導(dǎo)gm為：

則NPN放大級的輸出增益可以表示為：

由式(5)可以看出，NPN放大級的增益和溫度無關(guān)，但第三級和輸出級是CMOS電路，受溫度影響較小。

3 仿真結(jié)果及分析

將上述過零檢測電路應(yīng)用于一款同步BUCK電源芯片中，基于0.25 μm BCD工藝設(shè)計，利用HSPICE進行仿真。輸入電壓4.5 V～18 V，開關(guān)頻率 700 kHz，儲能電感1.5 μH，輸出電容 44 μF，RON1=100 mΩ，RON2=70 mΩ。

圖6所示為負閾值電壓比較器直流仿真結(jié)果。當(dāng)PGND設(shè)置為 0時，比較器的負閾值門限約為-12 mV，其閾值門限失調(diào)容差約為0.1 mV。當(dāng)溫度從-40℃變化到120℃時，其負閾值門限容差約為0.2 mV，閾值電壓容差極小。溫度仿真結(jié)果顯示，當(dāng)圖5中所示I1、I2分別為正溫度系數(shù)和負溫度系數(shù)電流源時，MP4的柵極電壓 Vg1溫度系數(shù)接近于零，MP5的柵極電壓 Vg2變化容差約為54 mV，比較器性能穩(wěn)定。

圖6 負閾值電壓比較器直流仿真結(jié)果

圖7 和圖8所示分別為一款同步BUCK電源芯片加載和去除論文中過零檢測電路后輕載時仿真結(jié)果?？梢钥闯觯寒?dāng)系統(tǒng)中加載了過零檢測電路時，電感電流每個開關(guān)周期都要回到零，且保持零直到周期結(jié)束，開始另一個充放電周期，沒有反向電流出現(xiàn)，故系統(tǒng)工作于DCM模式；當(dāng)系統(tǒng)中沒有過零檢測電路時，電感電流每個開關(guān)周期都有一段反向電流，故系統(tǒng)工作于FCCM模式。論文提出的過零檢測電路能在系統(tǒng)輕載時及時關(guān)斷低端續(xù)流管，極大降低了功耗，達到設(shè)計要求。

圖7 帶過零檢測同步芯片仿真結(jié)果

圖8 不帶過零檢測同步芯片仿真結(jié)果

4 結(jié)論

本文設(shè)計了一種低功耗同步BUCK芯片的過零檢測電路，該電路采用兩個不同電壓門限采集技術(shù)，并對門限進行溫度補償，有效限制了電感電流的倒灌；同時設(shè)計了邊沿隱匿電路，避免電路切換時引起的誤觸發(fā)。該過零檢測電路已應(yīng)用于一款同步BUCK電源芯片中，基于0.25 μm BCD工藝進行設(shè)計及仿真驗證，當(dāng)系統(tǒng)溫度在-40～120℃變化時，負閾值電壓門限容差為0.2 mV，實現(xiàn)高精度的過零檢測，且靜態(tài)功耗極低。

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Design of a zero-crossing detection circuit for low-power synchronous BUCK converter

Zhou Chaoyang，F(xiàn)eng Quanyuan
(Institute of Microelectronics，Southwest Jiaotong University，Chengdu 611756，China)

The synchronous BUCK converter will generate additional power loss caused by the reverse inductor current in the light load mode.A zero-crossing detection circuit was designed for this problem.By using two different thresholds acquisition technology, with the temperature compensation for the threshold,the current backward flowing is avoided;Edge occult circuit is also designed to avoid false triggering at switching moment.The zero-crossing detection circuit is designed based on 0.25滋m BCD process,and carried on HSPICE.The simulation result shows that the negative threshold tolerance is only 0.2 mV when the system temperature various from-40℃ to 120℃，and the static power consumeption is very low.

BUCK converter；light load mode；zero-cross detection；DCM

TP212

A

10.16157/j.issn.0258-7998.2015.11.033

周朝陽，馮全源.一種低功耗同步BUCK芯片的過零檢測電路設(shè)計 [J].電子技術(shù)應(yīng)用，2015，41 (11)：118-120，131.

英文引用格式：Zhou Chaoyang，F(xiàn)eng Quanyuan.Design of a zero-crossing detection circuit for low-power synchronous BUCK converter[J].Application of Electronic Technique，2015，41(11)：118-120，131.

2015-07-01)

周朝陽 (1988-)，男，碩士，主要研究方向：模擬集成電路。

馮全源(1963-)，男，教授，博士生導(dǎo)師，主要研究方向：數(shù)字、模擬、射頻與混合信號集成電路設(shè)計等。detecting current zero of synchronous DC-DC buck converter[J].Isocc Conference，2012：487-490.

國家自然科學(xué)基金項目（61271090）；四川省科技支撐計劃項目（2015GZ0103）