低相位噪聲寬帶LC壓控振蕩器設(shè)計(jì)*

唐學(xué)鋒

(湖州師范學(xué)院 信息工程學(xué)院，浙江 湖州313000)

低相位噪聲寬帶LC壓控振蕩器設(shè)計(jì)*

唐學(xué)鋒

(湖州師范學(xué)院 信息工程學(xué)院，浙江 湖州313000)

基于0.13 μm CMOS工藝，設(shè)計(jì)了一款低相位噪聲寬帶LC壓控振蕩器。采用開(kāi)關(guān)電容陣列使 VCO在達(dá)到寬調(diào)諧范圍的同時(shí)保持了低相位噪聲。采用可變?nèi)蓐嚵刑岣吡薞CO頻率調(diào)諧曲線的線性度。仿真結(jié)果表明，在1.2 V電源電壓下，電路功耗為3.6 mW。頻率調(diào)諧范圍4.58 GHz-5.35 GHz，中心頻率5 GHz，在偏離中心頻率 1 MHz處相位噪聲為-125dBc/Hz。

壓控振蕩器；開(kāi)關(guān)電容陣列；可變電容陣列

0 引言

壓控振蕩器（Voltage-Controlled Oscillator，VCO）是鎖相環(huán)中的重要組成部分，能夠提供頻率準(zhǔn)確、低相位噪聲的本振信號(hào)，它對(duì)鎖相環(huán)的性能甚至是整個(gè)射頻前端的性能都有著較大的影響。隨著無(wú)線通信網(wǎng)絡(luò)的快速發(fā)展，越來(lái)越多的射頻電路需要收發(fā)機(jī)能夠覆蓋很寬的頻率范圍，同時(shí)保持較低的相位噪聲性能，這無(wú)疑對(duì)壓控振蕩器的設(shè)計(jì)提出了更高的要求。

無(wú)線傳感網(wǎng)廣泛應(yīng)用于交通、節(jié)能、環(huán)境保護(hù)、家庭網(wǎng)絡(luò)、生物醫(yī)療等領(lǐng)域。本文針對(duì) 2.4 GHz頻段無(wú)線傳感網(wǎng)射頻收發(fā)機(jī)應(yīng)用，采用0.13 μm CMOS工藝，設(shè)計(jì)了一個(gè)低相位噪聲寬帶LC壓控振蕩器。采用開(kāi)關(guān)電容陣列把需要覆蓋的頻率調(diào)諧范圍分成若干個(gè)子頻段，從而降低了VCO調(diào)諧增益（Kvco），減小了相位噪聲。同時(shí)采用可變電容陣列來(lái)提高頻率調(diào)諧曲線的線性度，減小Kvco的變化，提高鎖相環(huán)的穩(wěn)定性。本文設(shè)計(jì)的壓控振蕩器需覆蓋4.8 GHz～5.0 GHz頻段,輸出的差分信號(hào)將通過(guò)二分頻電路得到四路差分正交信號(hào)供收發(fā)機(jī)使用?？紤]到工藝偏差、寄生等影響，設(shè)計(jì)的目標(biāo)頻率范圍為4.6 GHz～5.3 GHz。

1 電路設(shè)計(jì)

1.1 電路結(jié)構(gòu)

在目前廣泛應(yīng)用的數(shù)模混合式鎖相環(huán)中,主流壓控振蕩器的實(shí)現(xiàn)主要有兩種結(jié)構(gòu)：環(huán)形壓控振蕩器和LC壓控振蕩器。環(huán)形振蕩器能獲得大的調(diào)諧范圍，易于集成，但是其相位噪聲性能不理想，在無(wú)線通信應(yīng)用中比較少。LC壓控振蕩器由于良好的噪聲性能已成功地應(yīng)用在窄帶無(wú)線通信收發(fā)機(jī)中。近些年來(lái)一些寬帶的CMOS LC壓控振蕩器相繼報(bào)道出來(lái)[1-3]，通過(guò)開(kāi)關(guān)電容陣列和可變電容相組合，可以得到寬的調(diào)諧范圍并保持良好的相位噪聲性能。

本設(shè)計(jì)中，采用開(kāi)關(guān)電容陣列和可變電容陣列相組合的電路結(jié)構(gòu)，并同時(shí)采用NMOS管做負(fù)阻管。電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。L是片上集成電感，NMOS管M1、M2構(gòu)成交叉耦合結(jié)構(gòu)，提供振蕩所需的負(fù)阻。M3、M4構(gòu)成電流鏡結(jié)構(gòu)，為VCO提供偏置電流。

1.2 振蕩原理

在LC壓控振蕩器中，通常采用負(fù)電阻的概念來(lái)分析振蕩原理。一個(gè)理想電感L和電容C組成的并聯(lián)回路會(huì)在頻率處諧振。實(shí)際上電感電容都存在寄生電阻，電阻會(huì)消耗回路的能量，使振蕩減弱最后停止。如果把一個(gè)與寄生電阻相等的負(fù)阻并聯(lián)在諧振電路，則振蕩回路會(huì)不停地振蕩下去。如圖2所示，RL表示由電感和電容引起的電阻損耗，RP表示由有源器件NMOS交叉耦合對(duì)提供的負(fù)阻。圖3是NMOS管交叉耦合對(duì)管及其小信號(hào)等效電路。忽略NMOS管的體效應(yīng)和溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)，可以得到[4-5]：

圖1 VCO電路圖

圖2 使用有源電路提供負(fù)阻

圖3 交叉耦合差分對(duì)管及其小信號(hào)等效電路

如果兩個(gè) NMOS管相同，即：gm1=gm2=gm，則：

當(dāng)有源器件足以補(bǔ)償電阻損耗時(shí)，即：RL-2/gm≥0時(shí)，LC壓控振蕩器能夠維持振蕩，此時(shí) gm≥2/RL。

在實(shí)際芯片制造和使用過(guò)程中,由于存在溫度和工藝的變化，為了確保振蕩，在設(shè)計(jì)電路時(shí)，合理選擇 M1、M2的尺寸及偏置電流使gm為所需值的兩到三倍，以保證在各種工藝角和溫度下都能起振。

1.3 電感元件

根據(jù)D.B.Lesson的相位噪聲模型[6]：

QL為諧振回路的品質(zhì)因數(shù)，通過(guò)公式得知提高諧振回路的Q值可以降低相位噪聲。在目前的集成電路工藝中，片上電容的Q值要遠(yuǎn)大于片上電感的Q值，因此LC諧振回路的Q值主要由片上電感決定。要得到最小的相位噪聲，應(yīng)該采用工作頻段內(nèi)高Q值的片上電感。

本設(shè)計(jì)采用工藝庫(kù)中的差分平面螺旋電感，如圖4所示。差分平面螺旋電感相對(duì)普通平面螺旋電感的優(yōu)點(diǎn)是能夠利用差分電感內(nèi)部的耦合，用小的面積實(shí)現(xiàn)大的電感值。除了可以節(jié)省版圖面積外，還具有更高的Q值以及提高版圖布局的對(duì)稱性。

圖4 差分平面螺旋電感

1.4 開(kāi)關(guān)電容陣列

使用一個(gè)比值(Cmax/Cmin）大的 MOS變?nèi)莨苣軌驅(qū)崿F(xiàn)大的頻率調(diào)節(jié)范圍，但是此時(shí)，壓控振蕩器的調(diào)諧增益Kvco很大，大的 Kvco會(huì)增大整個(gè)鎖相環(huán)系統(tǒng)的相位噪聲。本文采用開(kāi)關(guān)電容陣列來(lái)將整個(gè)頻段劃分成若干個(gè)子頻段，如圖5所示。一條大范圍的頻率調(diào)諧曲線被分成4條小范圍的調(diào)諧曲線來(lái)實(shí)現(xiàn)，從而在保證頻率范圍不變的前提下減小了 Kvco。相鄰兩條頻率曲線之間要有一定的交疊范圍，才能保證頻率調(diào)諧的連續(xù)性。本文采用4 bits控制開(kāi)關(guān)，即16個(gè)子頻段。開(kāi)關(guān)電容陣列如圖 6所示，其中C是高品質(zhì)因數(shù)的MIM電容，W/L是開(kāi)關(guān)MOS管的寬長(zhǎng)比，S4-S1是控制位。每路電容值和開(kāi)關(guān)MOS管的寬長(zhǎng)比設(shè)置為二進(jìn)制加權(quán)形式。VCO的振蕩頻率可表示為：

圖5 頻率開(kāi)關(guān)調(diào)諧原理

Cfix為固定電容，Cvar為可變電容，通過(guò)開(kāi)關(guān)控制位 S4-S1來(lái)控制接入振蕩回路的固定電容值，從而得到多條調(diào)諧曲線。以一個(gè)控制單元為例，當(dāng)控制位為高電平時(shí)，對(duì)應(yīng)的固定電容接入振蕩回路，此時(shí)電容的品質(zhì)因數(shù)為：

Ron為開(kāi)關(guān) MOS管的導(dǎo)通電阻，

圖6 開(kāi)關(guān)電容陣列

當(dāng)控制位為低電平時(shí)，MOS管漏極寄生電容會(huì)影響調(diào)諧范圍。由式(7)、式(8)可知，要提高開(kāi)關(guān)電容的 Q值需要減小導(dǎo)通電阻Ron，也就是增大開(kāi)關(guān) MOS管的寬長(zhǎng)比(W/L)。但大的寬長(zhǎng)比會(huì)增加MOS管關(guān)斷時(shí)的寄生電容，從而影響電路的諧振頻率，因此需要折中考慮[7]。

1.5 可變電容陣列

可變電容限制了VCO的頻率調(diào)諧范圍。本文所使用的0.13 μm RF CMOS工藝中提供積累型MOS管可變電容和PN結(jié)可變電容兩種結(jié)構(gòu)。PN結(jié)可變電容的線性度高，但是品質(zhì)因數(shù)低，可調(diào)范圍(Cmax/Cmin)小。本文采用N型積累型MOS管可變電容，其優(yōu)點(diǎn)是品質(zhì)因數(shù)Q值高，變?nèi)莘秶脖容^大，但是線性度比較差。

Cvar為可變電容值，可見(jiàn)要減小 Kvco的變化就要提高變?nèi)莨蹸-V曲線的線性度[5]。本文將對(duì)MOS變?nèi)莨蹸-V曲線進(jìn)行仿真并對(duì)其線性度優(yōu)化。圖7是單個(gè)可變電容在三個(gè)不同偏置電壓下的C-V特性曲線，可見(jiàn)單條曲線的線性范圍比較小，這樣VCO不能完全利用0～1.2 V的調(diào)諧范圍。

圖7 不同偏置電壓下的C-V曲線

本文采用圖8所示的多偏置電壓變?nèi)莨荜嚵衼?lái)改善單個(gè)變?nèi)莨艿木€性度。CP為隔直電容，R是偏置電阻。這種結(jié)構(gòu)的效果是三個(gè)支路的C-V調(diào)諧曲線相疊加，合理選擇三個(gè)偏置電壓，可以增大C-V曲線的線性范圍，如圖9所示。在 0～1.2 V的調(diào)諧電壓范圍內(nèi)得到了較好的線性度，使得 VCO的 f-v曲線更加線性，Kvco變化更小，有利于鎖相環(huán)路穩(wěn)定[8]。

圖8 變?nèi)莨荜嚵?/p>

圖9 變?nèi)莨荜嚵械腃-V曲線

圖10 5 GHz子頻段（控制字0101）

2 仿真結(jié)果與分析

基于0.13 μm RF CMOS 1P6M工藝模型，使用安捷倫公司的射頻仿真軟件 Advanced Design System（ADS）對(duì)電路進(jìn)行優(yōu)化仿真。圖10為中心頻率5 GHz所在子頻段(開(kāi)關(guān)電容控制字為0101)VCO的 f-v調(diào)諧曲線，可見(jiàn)采用變?nèi)莨荜嚵薪Y(jié)構(gòu)后，在0～1.2 V調(diào)諧電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了較好的線性度。圖11和圖12分別是使用變?nèi)莨荜嚵星昂髮?duì)Kvco的仿真，用單個(gè)變?nèi)莨軙r(shí) Kvco的變化范圍在30 MHz~156 MHz，在調(diào)諧電壓范圍內(nèi)變化達(dá)5倍多，這會(huì)使鎖相環(huán)的環(huán)路帶寬變化很大，從而影響環(huán)路的穩(wěn)定性。用變?nèi)莨荜嚵薪Y(jié)構(gòu)后Kvco的變化范圍在60 MHz/V~ 102 MHz/V，大大減小了在調(diào)諧電壓范圍內(nèi)的變化。圖13為本文所設(shè)計(jì)的VCO在中心頻率5 GHz處的相位噪聲仿真曲線，在 1 MHz頻偏處為-125 dBc/Hz，滿足低相位噪聲設(shè)計(jì)的要求。

圖11 使用變?nèi)莨荜嚵星暗腒vco

圖12 使用變?nèi)莨荜嚵泻蟮腒vco

3 總結(jié)

采用0.13 μm RF CMOS工藝設(shè)計(jì)了一款頻率覆蓋范圍為4.58 GHz～5.35 GHz的寬帶壓控振蕩器。使用開(kāi)關(guān)電容陣列有效地減小了調(diào)諧增益 Kvco，降低了VCO的相位噪聲。采用可變電容陣列減小了Kvco的變化從而提高了鎖相環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。該VCO相位噪聲性能良好，可以應(yīng)用到無(wú)線傳感網(wǎng)射頻前端。

[1]BERNY A D，NIKNEJAD A M，MEYER R G.A 1.8-GHz LC VCO with 1.3-GHz tuning range and digital amplitude calibration[J].IEEE J.Solid-State Circuits，2005，40(4).

[2]FONG N H W，PLOUCHART J O，et al，Design of wideband CMOS VCO for multiband wireless LAN applications[J]. IEEE J.Solid-State Circuits，2003，38(8).

[3]KIM J，SHIN J，et al，A wide-band CMOS LC VCO with linearized coarse tuning characteristics[J].Circuits and Systems II，2008，55(5).

[4]RAZAVI B．模擬CMOS基礎(chǔ)電路設(shè)計(jì)[M]．陳貴燦，譯．西安：西安交通大學(xué)出版社，2003.

[5]袁璐．寬帶電感電容壓控振蕩器的研究與設(shè)計(jì)[D]．上海：復(fù)旦大學(xué)，2008.

[6]LEESON D B．A simplemodel of feedback oscillator noises spectrum[J]．Proceedings of the IEEE，1996，54(2)：329-330.

[7]KRAL A，BEHBAHANI F，ABIDI A A，RF-CMOS oscillators with switched tuning[C].IEEE Custom Integrated Circuits Conference，1998：555-558.

[8]MIRAI J，DIVELJ T.Distributed MOS varactor biasing for VCO gain equalization in 0.13 pm CMOS technology[J]. IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium，2004：131-134.

Design of wide-band LC VCO with low phase noise

Tang Xuefeng
（Huzhou University，School of Information Engineering，Huzhou 313000，China）

This paper presents a wide-band LC VCO with low phase noise based on 0.13 μm CMOS process.Switched capacitor array is included in this VCO that simultaneously achieve very wide tuning range and low phase noise performance.MOS varactor array is used in this VCO to linearize its frequency-voltage characteristic.The VCO consumes 3 mA from a 1.2 V supply.It operates with a wide frequency band from 4.58 GHz-5.35 GHz.The center frequency is 5 GHz and the measured phase noise is-125 dBc/Hz at 1 MHz offset.

voltage-controlled oscillator；switched capacitor array；varactor array

TN722.3

A

10.16157/j.issn.0258-7998.2015.11.015

唐學(xué)鋒.低相位噪聲寬帶LC壓控振蕩器設(shè)計(jì)[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2015，41(11)：54-57.

英文引用格式：Tang Xuefeng.Design of wide-band LC VCO with low phase noise[J].Application of Electronic Technique，2015，41(11)：54-57.

2015-04-16）

唐學(xué)鋒（1980-），男，碩士研究生，實(shí)驗(yàn)師，主要研究方向：模擬集成電路設(shè)計(jì)。

浙江省湖州市科技計(jì)劃項(xiàng)目（2014yz07）