有源電力濾波器的定頻滯環(huán)空間矢量控制策略研究

薛博文

（西安鐵路職業(yè)技術學院 電氣工程系，陜西 西安 710016）

有源濾波器（APF）作為動態(tài)抑制諧波與無功補償裝置，能夠?qū)︻l率與幅值均變化的諧波具有實時跟蹤能力，并對單次、多次諧波及無功源的集中補償[1]。目前針對APF有滯環(huán)電流與三角波電流控制兩種策略[2]。前者控制精度高且響應快但開關頻率波動大；后者開關頻率恒定但響應慢且控制精度較差。而基于空間電壓矢量（SVPWM）滯環(huán)電流控制策略是在滯環(huán)電流控制策略基礎上，采用雙閉環(huán)控制（電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)）。電壓外環(huán)控制APF直流側電壓，使其穩(wěn)定在一個合適范圍；電流內(nèi)環(huán)按電流指令進行電流控制，使補償電流跟隨指令電流信號。因此，APF內(nèi)環(huán)電流控制策略可作為一種復合控制法，通過控制VSR空間矢量實時切換，使電流誤差被限制在給定的環(huán)寬內(nèi)，從而獲得電流的高精度控制。該方法將SVPWM控制策略的電壓利用率高和滯環(huán)電流控制策略的響應速度快等特點相結合并兼顧了滯環(huán)控制和空間矢量的優(yōu)點，提高了APF諧波抑制及補償性能。

本文即通過設計APF控制系統(tǒng)驗證定頻滯環(huán)SVPWM控制策略應用到有源電力濾波器（APF）中的諧波抑制與無功補償效果。

1 APF的控制系統(tǒng)設計

控制系統(tǒng)是基于DSP構成的APF系統(tǒng)設計的。本文將根據(jù)TDS320LF2407 DSP芯片設計控制系統(tǒng)的硬件、主電路與軟件部分。

1.1 控制系統(tǒng)設計

控制系統(tǒng)原理結構如圖1所示，由電壓、電流采集調(diào)理電路，數(shù)字信號處理器DSP，驅(qū)動隔離放大電路組成。系統(tǒng)采用TMS320LF2407A作為主控芯片[3]，下面分別介紹。

圖1 控制系統(tǒng)硬件結構Fig.1 The control system hardware structure

1.1.1 TMS320LF2407芯片

系統(tǒng)的主控芯片TMS320LF2407具備4個可編程定時器，8個I/O口方便輸入輸出。主要硬件有：32位中央算術單元、8個16位輔助寄存器，2K×16位字片內(nèi)數(shù)據(jù)存儲器、32K×16位字片內(nèi)FLASH程序存儲器空間；64K×16位字I/O空間、6×8位I/O接口等。

1.1.2 信號采集與調(diào)理

根據(jù)APF系統(tǒng)參數(shù)的設計要求，應檢測系統(tǒng)接入點即電網(wǎng)三相電壓（ua、ub、uc）與負載三相電流（iLa、iLb、iLc）6 個參數(shù)。 利用霍爾傳感器將該參數(shù)信號轉換為相應信號。對于TV（壓互）選型為 TV19E、變比 5 mA/5 mA、采樣電阻390Ω；TA（流互）選型為TA19E、變比5 mV/5 mV、采樣電阻390Ω。

1.1.3 ADC模塊

TMS320LF2407芯片具有兩個ADC模塊，每個模塊由一套采樣保持電路與8路模擬輸入信號選通電路組成并含有兩級轉換結果寄存器。輸入引腳采樣信號電壓范圍為（0－3.3 V）。采樣兩個ADC模塊可同步工作。即信號可被同時轉換、單次轉換或連續(xù)轉換。轉換啟動時刻由系統(tǒng)軟件、內(nèi)部事件管理器（EVA/EVB）中多個事件源與外部觸發(fā)決定[4]。

1.1.4 IGBT隔離驅(qū)動與保護電路

IGBT隔離驅(qū)動電路能夠?qū)⒖刂破鬏敵鲂盘栟D換成一定功率的驅(qū)動信號，保證IGBT能夠可靠地通斷。

功率保護電路應能保證IGBT可靠工作，實際應用中可采用DSP芯片的功率驅(qū)動保護引腳PDPINITA完成。當出現(xiàn)故障現(xiàn)象時，該引腳可由高電平轉低電平，使PWM輸出為高阻態(tài)，達到保護目的。脈沖封鎖電路利用兩個DSP控制端口實現(xiàn)PWM脈沖封鎖使能，保證當硬件保護電路信號出現(xiàn)異常時，比較器輸出低電平，直接封鎖PWM脈沖。其中LOCK為硬件保護信號，DVR為IGBT觸發(fā)驅(qū)動脈沖電源信號。

1.2 主電路設計

本文設計一臺容量為10 kVA的并聯(lián)型有源濾波器（APF），工作電壓為三相三線電壓380 V，具有諧波、無功補償、諧波與無功綜合補償功能，如圖2所示。

圖2 實驗裝置電路拓撲Fig.2 The experimental device circuit topology

1.2.1 設計依據(jù)

針對APF容量、額定電壓與所濾除諧波次數(shù)等參數(shù)設計。其中容量由下式確定。

式中：U為接入點電網(wǎng)相電壓有效值，IC為APF發(fā)出的補償電流有效值。實驗平臺為10 kVA的APF，由公式（1）可求出APF發(fā)出的補償電流IC[5]。因此：IC=S/3U=15 A。

1.2.2 功率器件選擇

由APF主電路結構可知，每只IGBT的耐壓為6U，其中U為相電壓有效值，可求得耐壓為539 V。我們從耐壓和電流的安全裕量角度出發(fā)，應選擇耐壓達800 V、電流為15 A以上的IGBT模塊。由于設計的實驗平臺容量較小，本文選擇IGBT集成模塊FP25R12KS4C[6]。

1.2.3 進線電感選擇

進線電感應具備滿足濾波器對補償電流跟蹤能力。若L選擇過大，跟蹤電流變化速度緩慢，使跟蹤電流與參考電流之間存在較大誤差；L選擇過小，參考電流變化緩慢時，補償電流的變化量將遠遠超過參考電流的變化量，導致產(chǎn)生紋波毛刺。此外，L選的小還會使開關管通斷引起的電壓波動影響電網(wǎng)側電壓，使網(wǎng)側電壓開關時的諧波分量明顯增加，波形質(zhì)量變差。所以，對出線電感的選擇應考慮兩方面的因素。由參考文獻[4]得：

其中：UC—直流側電容平均電壓，f—APF開關頻率，I—最大允許超調(diào)電流，K—參考電流最大變化率。實際計算時取UC=800 V。f=10 kHz允許最大超調(diào)電流取I=15 A，經(jīng)計算 K=6 kA/S，帶入（2）式得 8.5 mH＜L＜13 mH，實驗時采用L=10 mH。

1.2.4 電容選擇

在工程實際中[7]，對APF主電路電容選擇公式如式3所示。

其中：I－m—負序電流分量幅值，ε—直流電壓脈動量，ω—基波角頻率。

計算時取直流電壓800 V，考慮實際工程中I－m取輸出電流的10%，直流電壓脈動量為1%，代入式（3）經(jīng)計算得：

C=3×220×0.1×20/2×0.01×314×8002=328 μF

根據(jù)試驗條件要求選擇系統(tǒng)參數(shù)：電源電壓380 V；APF交流側電感值10 mH；APF直流側電容由4個耐壓為450 V、容量470μF的電容串并聯(lián)構成；FP25R12KS4C系列IGBT模塊要求額定電流為25 A、耐壓等級達到1 200 V；無功負載使用星形連接的100 mH電抗器；諧波負載采用不可控整流橋和220 V/100 W的白熾燈泡組。

2 系統(tǒng)軟件設計

系統(tǒng)軟件設計內(nèi)容包括A/D采樣程序，定時器1的下溢中端程序，諧波、無功電流計算程序與PWM脈沖產(chǎn)生程序。

2.1 主程序的設計

利用事件管理器（EVA）中的定時器1產(chǎn)生DSP控制周期。要求每個周期采樣點128個（控制頻率6.4 kHz）。定時器1采用連續(xù)增減方式下溢中斷啟動A/D采樣程序。一個中斷周期內(nèi)，系統(tǒng)應完成A/D采樣與轉換、電流轉換、濾波并執(zhí)行諧波補償指令電流的產(chǎn)生及其PWM信號產(chǎn)生等運算功能。

2.2 中斷服務程序

該程序在一個中斷周期按順序完成A/D轉換結果的讀取、補償電流指令計算與PWM控制信號的產(chǎn)生等任務。

2.2.1 A/D采樣子程序

該程序需要判斷A/D采樣轉換過程是否結束及ADC復位模塊SEQ1的中斷標志位。由于A/D采樣子程序在T1中斷程序中，進入T1下溢中斷后，A/D采樣轉換同時被啟動。

2.2.2 讀取A/D轉換結果

當A/D轉換完成，即從結果寄存器RESULTX中讀取轉換結果。對于DSP的ADC模塊僅能采樣0～3.3 V范圍電平信號，而交流電壓/電流采樣轉換結果為直流，因此應將直流量轉換為交流量表示實際電壓/電流。對于DSP所需的采樣信號在調(diào)理電路中已提高了一半，因此采樣后所得的數(shù)字量應減去200 H后可還原為與實際電流信號對應的幅值[8]。

2.3 定頻滯環(huán)SVPWM控制

當諧波檢測程序運行后得到了諧波信號。將指令電流與實際電流作差得到誤差信號，通過判斷該誤差信號是否在允許環(huán)寬范圍。若在環(huán)寬范圍，則當前矢量不切換；若超過環(huán)寬范圍，則需進行以下運算。運算內(nèi)容包括：

1）內(nèi)、外滯環(huán)的比較，可得兩組開關狀態(tài)信號；

2）根據(jù)外環(huán)比較結果判斷參考信號所在區(qū)域。在區(qū)域內(nèi)，應將參考信號與外環(huán)比較數(shù)值調(diào)整內(nèi)環(huán)比較結果相位，即通過兩個相間電流控制第三個相間電流；

3）外環(huán)比較狀態(tài)與調(diào)整后的內(nèi)環(huán)比較狀態(tài)經(jīng)鎖相環(huán)調(diào)解后計算環(huán)寬誤差；

4）根據(jù)計算得到的環(huán)寬變化值，進行滯環(huán)寬度調(diào)節(jié)，再重復以上計算；

5）邏輯運算后可得最終開關信號。流程圖如圖3所示。

圖3 定頻滯環(huán)SVPWM子程序流程圖Fig.3 Constant frequency hysteresis SVPWM subroutine flow chart

3 實驗結果分析

本文實驗目的是為了驗證定頻滯環(huán)SVPWM控制策略理論的正確性及可行性，同時分析了該策略控制下的APF補償效果?？刂撇呗缘膬?yōu)劣可通過分析實驗中PWM波形與補償效果（補償前后試驗波形比對）進行。以下分析了實驗過程中補償前后電流變化波形以及開關信號波形，實驗裝置的軟硬件設計如前述。

3.1 無功負載補償

該實驗在低壓環(huán)境下用3個L=100 mH電感作為無功負載，補償前后電網(wǎng)側電壓和電流波形如圖4、5所示。APF發(fā)出的補償電流波形如圖6所示。

圖4 補償前電網(wǎng)電壓與電流波形（5A/div）Fig.4 Before compensation grid voltage and current waveforms（5A/div）

圖5 補償后電網(wǎng)電壓與電流波形（5A/div）Fig.5 After compensation grid voltage and current waveforms（5A/div）

圖6 APF產(chǎn)生的無功補償電流波形Fig.6 Reactive power compensation current waveform generated by APF

分析圖4、5與6可知，補償前電壓超前電流90°，說明為感性無功。補償后無功電流衰減幅度較大，沒有實現(xiàn)完全補償，說明了實驗系統(tǒng)補償能力有限。

3.2 諧波無功綜合補償

將無功負載與整流橋接入電路，選擇參數(shù)R=15Ω，L=100 mH。電網(wǎng)側電壓與負載電流波形如圖7所示。觀測到負載電流存在畸變與相位差，補償后波形如圖8所示，可觀測到諧波補償效果較為理想，無功補償效果不明顯。

4 結束語

圖7 補償前電網(wǎng)電壓和電流波形（5A/div）Fig.7 Before compensation grid voltage and current waveforms（5A/div）

圖8 補償后的電網(wǎng)電壓和電流波形（5A/div）Fig.8 After compensation grid voltage and current waveforms（5A/div）

本文搭建了三相三線制有源電力濾波器 （APF）實驗系統(tǒng)。該系統(tǒng)以DSP2407控制芯片作為控制核心，以定頻滯環(huán)SVPWM為控制策略，針對兩種負載做了無功補償實驗，實驗結果證明了定頻滯環(huán)SVPWM控制策略在APF中應用的可行性與實用性，對直流側電壓控制和開關頻率做了實驗描述并分析了實驗結果存在的問題。

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