Ka波段單脈沖和差網絡設計

孔英會，汪海洋，李 浩

(電子科技大學物理電子學院， 成都610054)

0 引言

從20世紀40年代后期單脈沖技術發(fā)展以來，單脈沖雷達在航空以及導彈防御系統(tǒng)中發(fā)揮著重要作用。單脈沖和差網絡是單脈沖雷達的一個關鍵部件，由它完成和、差處理，并形成和、差波束。為了對空中目標進行自動方向跟蹤，必須在方位和仰角兩個平面上進行跟蹤，這就必須獲得方位和仰角兩個角誤差信息，為此需要一個雙平面單脈沖和差網絡［1］。

1 波導和差網絡模型

本文所設計和差網絡由四個波導魔T組成，是一個八端口的無源器件，當作為接收天線時，四個天線分別得到的回波信號在和差網絡內經過兩級加減，最終可以得到和信號、俯仰差信號和方位差信號，其原理如圖1所示。接收到的四路信號分別從波導端口1、2、3、4輸入，信號1和信號2、信號3和信號4分別在Ⅰ、Ⅱ波導魔T中進行一級加減，然后輸出和差信號再在Ⅲ、Ⅳ波導魔T中進行二級加減。最終可以在Ⅲ魔T的Σ支路即5端口獲得和信號1+2+3+4;在Ⅲ魔T的Δ支路即6端口獲得俯仰差信號(1+2)-(3+4);在Ⅳ魔T的Σ支路即8端口獲得水平差信號(1+3)-(2+4);Ⅳ魔T的Δ路即7端口輸出通常不使用，而是接上一個等效負載［2］。

圖1 單脈沖和差網絡原理示意圖

2 波導魔T的設計與仿真分析

波導魔T是微波、毫米波電路中的重要器件，能進行功率的分配與合成，由于其具有功率容量高、端口性能好等優(yōu)點，被廣泛應用于微波集成電路、電子對抗設備以及制導系統(tǒng)等［3-5］。在傳統(tǒng)雷達體制中，它一般緊接在天線之后，用以產生系統(tǒng)所需的和、差信號。隨著近代通信的發(fā)展，高頻寬帶魔T越來越引起人們的重視，但由于傳統(tǒng)的平面電路魔T容易受寄生效應的影響，不適宜在高頻段工作［5］，毫米波波導魔T仍是研究重點。

普通E-T接頭和H-T接頭直接組成的普通雙T接頭魔T，如圖2所示，由于連接處結構突變，即使雙T各臂均接匹配負載，其各端口的反射也會很大，不能實現(xiàn)魔T特性。因此，在工程上實現(xiàn)魔T特性需在普通雙T接頭中加入調配體，以減少各端口的反射［6］。比較常用的匹配元件有螺釘、膜片或錐體等［7］，單純用螺釘或膜片來匹配的主要缺點是調配困難，頻帶較窄。在文獻［8-9］中，為了獲得好的魔T性能，除了在魔T接頭處加入匹配元件外，還在E臂上加了金屬膜片或金屬柱體，如圖3所示，這給魔T的制作增加了一定的難度。文獻［6］去掉了文獻［8］、文獻［9］中 E臂上的匹配元件，僅保留在接頭處的匹配部分，試圖通過改變匹配體的形狀來實現(xiàn)好的魔T性能，仿真結果表明該方法確實可行。但其中的螺釘結構半徑要小于0.5 mm，在高速運載體上使用會形成震顫，從而影響性能穩(wěn)定。為了簡化魔T的結構，降低機械加工復雜程度，提高抗振動能力，本文設計了采用階梯型過渡的匹配結構形式，如圖4所示。

圖2 普通魔T的結構示意圖

圖3 文獻中魔T的結構

圖4 階梯型魔T

為了得出適用于工程應用的參數(shù)數(shù)據(jù)，本文通過高頻仿真軟件HFSS對圖4b)三視圖中各參數(shù)進行仿真與優(yōu)化，總結出這些參數(shù)的變化對魔T性能的影響，以得出便于實際工程應用的結果。魔T的仿真與優(yōu)化過程為:在初步確定魔T的結構尺寸后，通過改變圖4中的參數(shù)值尋找最優(yōu)的S參數(shù)。在33.5 GHz～36.5 GHz范圍內進行參數(shù)優(yōu)化，為獲得較好的平分特性、高隔離度、低損耗，最終確定了其最優(yōu)參數(shù)為:a=5.24，b=3.5，l1=26.49，l2=9.48，l3=14.39，l4=8.18，l5=4.63，l6=3.73，l7=1.53，l8=5.82，d1=0.67，d2=0.61，d3=1.13(以上長度單位為mm)。其仿真結果如下:首先，來看它的匹配特性，如圖5a)所示，四個端口的回波損耗均大于20 dB;其次，隔離特性，如圖5b)所示，1、2端口的隔離度優(yōu)于25 dB，3、4端口的隔離度優(yōu)于55 dB;然后，平分特性，如圖5c)所示，當信號從3、4端口輸入時，1、2端口能很好的平分，功率差值小于0.05 dB。

仿真過程中發(fā)現(xiàn)，l3、l4、d1、d2主要是影響直通端口與和端口的反射系數(shù)。l8對魔T和差口的匹配特性有很大影響，往往出現(xiàn)和端口性能好了，而差端口惡化或反之，因此，設計中要綜合考慮各端口特性，多次試驗尋找最優(yōu)結果。

圖5 匹配特性

3 和差網絡的設計與仿真分析

本文所做的和差網絡，因設計需求，和差端口需成一直線排列，根據(jù)圖1所示的單脈沖和差網絡原理圖安排四個魔T的擺放和連接，且四個輸入端口要成十字形分布。

圖6 和差網絡結構示意圖

為提高電磁波傳輸效率，減少端口反射，需優(yōu)化波導拐角處的連接?？紤]到實際加工工藝，H面拐角可以進行倒圓角，E面拐角可以采用階梯過渡的形式。以上設計所用波導為非標準波導，為便于和差器和其他器件連接，還需過渡到標準波導。對每個連接處分別優(yōu)化達到最優(yōu)性能，然后，進行聯(lián)合仿真以獲得最優(yōu)結果，圖6為優(yōu)化后結構圖。

圖7為單脈沖和差網絡在HFSS中的仿真結果。在2G帶寬內，各端口的回波損耗大于15 dB，當和端口激勵時，各輸出端口的幅度一致性小于0.1 dB，相位一致性小于5°。當俯仰差端口6激勵時，1～4端口的相位反向特性如圖7e)所示，相位偏差小于7°。

圖7 和差網絡在HFSS中的仿真結果

在仿真過程中發(fā)現(xiàn)，魔T結構中匹配矩形槽厚度d3的大小變化對整個和差網絡性能有一定影響，在其他參數(shù)不變的條件下，分別取d3=1.03 mm，1.08 mm，1.13 mm，1.18 mm和1.23 mm，這五種情況下和差網絡匹配特性(只列出典型值和端口和差端口8的回波損耗)，如圖8所示。從圖中可以看出，d3在0.2 mm范圍內的變化能影響和端口中心頻點處約10 dB的變化，影響差端口中心頻點處約15 dB的變化，因而，加工誤差對和差器性能會產生一定影響。

圖8 和差網絡的靈敏度分析

4 實測結果分析

圖9為單脈沖和差器的實物圖片。圖9a)為和差器四個輸入端口，成十字形分布;圖9b)為和差網絡四個輸出端口，成一直線排列;圖9c)圖為切割第二層示意圖。

圖9 單脈沖和差網絡原理示意圖

采用矢量網絡分析儀測試此和差器，圖10給出和差器測試結果。圖10a)為四個輸入端口的回波損耗;圖10b)為和端口及兩個差端口的回波損耗;圖10c)為四個輸入端口到差端口8的插入損耗;圖10d)為四個輸入端口到和端口的相位一致性;圖10e)為當差端口6激勵時，1～4端口的相位反向特性。分析測試結果可以看出，在2G帶寬內，各端口的回波損耗約大于12 dB;當差端口8激勵時，各輸出端口的幅度一致性小于1 dB;當和端口激勵時，輸出端口相位一致性小于7°;當差端口6激勵時，輸出端口相位偏差小于8°。由于在毫米波頻段，加工和裝配精度以及測試環(huán)境對實測結果影響較大，造成實測結果與仿真結果有一定的誤差。

圖10 和差網絡的電性能測試結果

5 結束語

本文通過HFSS對8 mm波導魔T進行了優(yōu)化仿真，設計出了一種結構簡單，便于工程應用的結構形式，仿真結果表明:在33 GHz～37 GHz范圍內，獲得了較好的匹配特性、隔離特性以及平分特性。采用此種階梯型魔T作為基本結構單元，設計了一個Ka波段單脈沖和差網絡，測試結果良好，對研制毫米波段高性能、結構簡單的和差網絡具有一定參考。

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