無輔源寬范圍可調(diào)脈沖IGBT驅(qū)動模塊研制

孫奉婁，戴 軍

(中南民族大學(xué) 等離子體研究所，武漢 430074)

IGBT在電力電子中應(yīng)用廣泛，傳統(tǒng)的IGBT的驅(qū)動方式有光電耦合器隔離驅(qū)動和變壓器隔離驅(qū)動方式.光電耦合器的優(yōu)點(diǎn)是體積小，缺點(diǎn)是具有較大的延遲時間，并且光電耦合器的輸出級需要隔離的輔助電源供電[1,2]；變壓器隔離驅(qū)動就是利用變壓器次級的輸出為IGBT柵源間充放電，以此來控制其開通和關(guān)斷.這種方法簡單，也不需要單獨(dú)的驅(qū)動電源.通常，開關(guān)管工作頻率越高越好，這樣主回路中變壓器的功率可以很大.但頻率越高，會增大IGBT的開關(guān)損耗和IGBT的驅(qū)動功率損耗[3].所以，IGBT有時也會工作在低頻開關(guān)狀態(tài).同時，變壓器存在磁復(fù)位的問題[4]，這使得IGBT的驅(qū)動脈沖的占空比不能高于50%.另外，由于PWM控制芯片輸出的驅(qū)動波形通常含有直流成分，也可能會造成隔離變壓器的偏磁.縱觀這些方法都有一些不足之處，本文根據(jù)電容兩端電壓不能突變這一特點(diǎn)，提出了一種窄脈沖驅(qū)動信號控制IGBT開關(guān)的方案.

1 實(shí)驗(yàn)方案

1.1 窄脈沖驅(qū)動信號控制IGBT開關(guān)的原理

在新的IGBT驅(qū)動方案中，利用沿檢出電路，針對PWM信號波形的上升沿和下降沿成形窄脈沖，作為IGBT的前沿驅(qū)動信號(開通信號)和后沿驅(qū)動信號(關(guān)斷信號).窄脈沖寬度相對于IGBT的開通時間或關(guān)斷時間都很短.根據(jù)電容存儲電荷原理，利用前沿驅(qū)動信號給IGBT柵源極間電容Cgs進(jìn)行充電，充電完畢后，阻止電容放電，電容兩端仍可維持一定的電壓，此電壓超過IGBT的導(dǎo)通閾值電壓，使其在剩余的導(dǎo)通時間內(nèi)仍可維持IGBT的正常導(dǎo)通；在需要關(guān)斷的時刻，再利用后沿驅(qū)動信號時IGBT的放電回路開通，使IGBT關(guān)斷.各個觸發(fā)信號的對應(yīng)關(guān)系如圖1.

圖1 各觸發(fā)脈沖波形的對應(yīng)關(guān)系Fig.1 The corresponding relation of the trigger pulse waveform

1.2 IGBT模塊的相關(guān)指標(biāo)要求

(1) 能驅(qū)動1200V/400A以下的IGBT.

(2) IGBT的正常導(dǎo)通脈寬范圍為10 μs～20ms.

(3) IGBT的柵-源極間正偏壓Vgs維持在15V.當(dāng)增大Vgs時，IGBT的通態(tài)壓降和通態(tài)損耗Ic均下降.但若Vgs過大，則負(fù)載短路時流過漏極電流Ic隨Vgs增大而增大，對其器件的安全使用不利[5].15V的柵源極間電壓足夠使漏源極間導(dǎo)通壓降在額定電流400A時下降到2.3V，此后，增加?xùn)旁礃O間電壓，漏源極間導(dǎo)通電壓下降不明顯.

2 實(shí)驗(yàn)方法

2.1 IGBT窄脈沖驅(qū)動模塊的總體設(shè)計(jì)

模塊的總體設(shè)計(jì)包括PWM輸出控制電路，沿檢出電路、裂相電路、功率放大，變壓器隔離驅(qū)動，最終控制IGBT的開通和關(guān)斷.整個驅(qū)動模塊的方案框圖如圖2所示.

圖2 IGBT驅(qū)動模塊總體框圖Fig.2 The IGBT driver module overall block diagram

2.1.1 PWM控制信號和窄脈沖信號的產(chǎn)生

圖3為IGBT窄脈沖驅(qū)動模塊原理圖.TL494是一個固定頻率的脈沖寬度調(diào)制電路，內(nèi)置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率通過5腳所接的電容和6腳所接的電阻進(jìn)行調(diào)節(jié).在圖3中，輸出脈沖信號的頻率為:

(1)

三極管Q1、Q2組成推挽輸出.電容C5、電位器VR5構(gòu)成RC微分電路，電容C4、電位器VR4構(gòu)成RC積分電路.利用RC電路對矩形脈沖信號的響應(yīng)，在PWM信號的上升沿和下降沿各產(chǎn)生一個窄脈沖信號.其中，上升沿產(chǎn)生的窄脈沖信號作為一個給IGBT極間電容Cgs充電的信號，即為控制IGBT導(dǎo)通的信號；下降沿產(chǎn)生的窄脈沖信號作為一個給Cgs放電的信號，即為控制IGBT關(guān)斷的信號.窄脈沖信號的脈寬約等于時間常數(shù)RC，因此，脈寬可以通過改變R或C的取值來調(diào)節(jié).

在設(shè)計(jì)中，考慮到重復(fù)頻率向低端延伸，C2取100nF,R2取300kΩ，然后通過調(diào)節(jié)電位器VR2，使TL494輸出脈沖頻率為39.18Hz，調(diào)節(jié)電位器VR1將脈沖的初始占空比調(diào)節(jié)到最大，這樣脈沖的高電平時間為20.8ms.

2.1.2 窄脈沖裂相和功率放大

經(jīng)過RC微分電路和積分電路出來的信號并不是標(biāo)準(zhǔn)的矩形窄脈沖信號，必須經(jīng)過數(shù)字電路進(jìn)行整形.同時，積分出來的信號必須經(jīng)由R5和Q3進(jìn)行反相.數(shù)字芯片采用CD4081，其內(nèi)置有4個與門，足以滿足設(shè)計(jì)需要.但CD4081的驅(qū)動能力過小,無法在很短時間將大功率IGBT柵極電容的電壓充上來.所以需要用Q8、Q10、Q9、Q11組成的H橋電路來進(jìn)行功率放大，通過變壓器進(jìn)行功率傳遞[6].

2.1.3 變壓器隔離及充放電回路

窄脈沖經(jīng)過裂相、功率放大后進(jìn)入變壓器原邊.當(dāng)變壓器同名端為高電平時，電流通過D6、R(g)on給IGBT的柵極電容Cgs充電.當(dāng)異名端為高電平時，三極管Q12導(dǎo)通，Cgs通過R(g)off、Q12泄放電荷.

圖3 IGBT窄脈沖驅(qū)動模塊原理圖Fig.3 The principle diagram of the narrow pulse to IGBT driver module

2.2 驅(qū)動模塊重要元件與參數(shù)的選擇

2.2.1 驅(qū)動變壓器磁芯的選擇

用鐵氧體磁芯制作的變壓器有很高的電阻率，所以其渦流損耗可以忽略.鐵氧體磁芯的工作頻率范圍很寬[7].本驅(qū)動模塊需要傳輸納秒級脈沖，頻率相當(dāng)于兆赫茲的信號，因?yàn)閭鬏數(shù)臑轵?qū)動脈沖，平均功率較小，因此不擔(dān)心散熱問題.脈沖重復(fù)頻率約為40Hz，而脈寬在納秒量級，因此占空比很小，按脈沖變壓器設(shè)計(jì)要求選磁芯，磁芯的尺寸大小取決于脈沖通過時磁通量是否飽和.綜合考慮選用鐵氧體罐狀磁芯作為變壓器磁芯.

2.2.2 門極電阻的選擇

IGBT的門極由完全絕緣氧化層構(gòu)成，因此門極輸入阻抗很高，很容易受到干擾信號的影響.為了減小噪聲信號的接收和避免寄生振蕩，通常在IGBT門極串聯(lián)一個電阻可以保證IGBT可靠運(yùn)行，其阻值不能小于廠家手冊中“測試過的驅(qū)動電阻”.在有更嚴(yán)格要求的情況下，可以將門極開通電阻Rg(on)和門極關(guān)斷電阻Rg(off)區(qū)分開，以選擇不同的開通和關(guān)斷速度[8,9].同時門極電阻也不能太大，否則會增加IGBT的開關(guān)時間和開關(guān)損耗.根據(jù)實(shí)驗(yàn)所用的IGBT型號，將門極開通電阻和關(guān)斷電阻都取值2.2Ω.

2.2.3 驅(qū)動電路所需驅(qū)動功率

實(shí)驗(yàn)中IGBT為BSM400GA120DLC.其輸入電容Cies=26nF,反向傳輸電容Cres=1.7nF.根據(jù)經(jīng)驗(yàn)公式得出IGBT的門極等效輸入電容Cin=5Cies.算得平均驅(qū)動功率P=f×Cin×△U×△U=1.146mW，其中f為驅(qū)動脈沖的頻率，△U為驅(qū)動電壓的變化量，這個功率實(shí)際上損耗在驅(qū)動電阻及外部電路中.計(jì)算的時候考慮兩倍余量[10,11]，總驅(qū)動功率為3.438mW.

2.2.4 IGBT門極驅(qū)動電流

IGBT柵極g、漏極d以及源極s之間的寄生元件都是極間電容.如圖4所示.它們與Cies、Coes、Cres的關(guān)系如下：

Cies=Cgs+Cgd，

(2)

Coes=Cds+Cgd，

(3)

Cres=Cgd.

(4)

柵極充放電時間常數(shù)為:

Tg=Rg×Cies.

(5)

根據(jù)公式(2)和(4)計(jì)算得到柵漏極間電容Cgd=1.7nF，柵源極間電容Cgs=24.3nF.根據(jù)公式(5)，可以算出柵極充放電時間常數(shù)Tg=2.2×26=57.2ns.這個結(jié)果與手冊中測試的電流上升時間Tr=60ns基本一致.所以開通或關(guān)斷窄脈沖信號的脈寬不得少于60ns.改變微分和積分電路中RC的取值，使窄脈沖脈寬為500ns.

計(jì)算總的驅(qū)動電流.驅(qū)動電流上升時間內(nèi)柵極驅(qū)動電壓達(dá)到15V，所需要平均電流為I1=Cgs×dV/dt=24.3nF×15V/500ns=0.729A.然而，柵極驅(qū)動電壓達(dá)到15V時，漏極導(dǎo)通.假設(shè)漏-源極間電壓由30V降到0V，相當(dāng)于柵-漏極間電壓Vgd由-30V上升到+15V,電壓變化量為45V，所需要的驅(qū)動電流平均值I2=Cgd×dV/dt=1.7nF×45V/500ns=0.153A.總驅(qū)動電流為Ig=I1+I2=0.882A，取值為1A.由此可見，雖然IGBT所需驅(qū)動功率小，但驅(qū)動所需峰值電流大，因而變壓器的輸出內(nèi)阻要小.

圖4 IGBT的等效模型，各極間電容Fig.4 The equivalent model of IGBT,capacitance between each pole

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與討論

圖5為對應(yīng)PWM信號上升沿和下降沿產(chǎn)生的窄脈沖信號.初始脈寬為500ns，圖6顯示主回路未加電壓時柵源間驅(qū)動波形的上升時間和下降時間，加起來約為2μs，IGBT的導(dǎo)通時間也維持在20.8ms，且Vgs的幅值也基本維持在15V.主回路測試選用電源、IGBT和負(fù)載簡單的串聯(lián)電路.圖7顯示負(fù)載兩端電壓上升時間和下降時間，可以看出IGBT的漏極電流上升時間為182ns,下降時間為880ns.下降速度慢一些，避免了關(guān)斷時因寄生電感產(chǎn)生過高的電壓過沖.實(shí)驗(yàn)中發(fā)現(xiàn)，如果TL494的輸出脈沖頻率低，在脈沖的上升沿，就會出現(xiàn)類似矩形波一樣的振蕩，如果把電容取小，電阻阻值取大，問題就會解決.

圖5 窄脈沖信號的成形Fig.5 The forming of the narrow pulse

圖6 IGBT驅(qū)動?xùn)?源兩端的驅(qū)動波形上升時間和下降時間Fig.6 The waveform rise time and fall time of the driving waveform to the IGBT gate-source

圖7 負(fù)載兩端電壓波形Fig.7 The voltage waveform of the load

4 結(jié)束語

利用窄脈沖作為驅(qū)動信號，通過變壓器隔離驅(qū)動IGBT解決了因?yàn)樽儔浩鞣肫胶庖蠖跪?qū)動信號占空比不能達(dá)到50%的問題，可使IGBT的開關(guān)脈沖占空比超過50%.當(dāng)IGBT用于斬波時，可以實(shí)現(xiàn)很寬范圍的頻率和占空比調(diào)節(jié).這種設(shè)計(jì)也為橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)需要驅(qū)動多個開關(guān)管的情況，提供了一種新的驅(qū)動方案.用同一磁芯多個次級繞組的方式代替多個磁芯單一繞組的方案，解決多個磁芯單一繞組中信號不同步的問題.

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