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    電網(wǎng)故障時(shí)功率變換器并網(wǎng)同步策略

    2012-09-20 05:49:50楊明周林章治國
    電機(jī)與控制學(xué)報(bào) 2012年11期
    關(guān)鍵詞:負(fù)序諧振諧波

    楊明, 周林, 章治國

    (重慶大學(xué)輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,重慶 400030)

    0 引言

    近年來,風(fēng)能、太陽能等可再生能源迅猛發(fā)展,在連接電力電子裝置實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)發(fā)電控制中,最重要的問題之一就是如何保持與并網(wǎng)公共點(diǎn)電網(wǎng)電壓的同步[1]。雖然在正常運(yùn)行條件下,電網(wǎng)電壓三相平衡且畸變較小,但是當(dāng)電網(wǎng)出現(xiàn)短路、斷線等故障時(shí),或者由于非線性負(fù)載的影響,臨近電網(wǎng)故障點(diǎn)的并網(wǎng)電壓很容易出現(xiàn)三相不平衡、電壓畸變等異常運(yùn)行情況[2-3]。因此,在這種情況下,如何提取電網(wǎng)電壓的幅值與相位等信息[4-5],保證功率變換器與電網(wǎng)電壓的正確同步,保持并網(wǎng)發(fā)電不間斷,保證并網(wǎng)電能質(zhì)量,就顯得尤為重要。

    傳統(tǒng)的單相鎖相環(huán)[6](phase - locked loop,PLL)一般是比較輸入信號(hào)與PLL輸出的相位差,通過閉環(huán)控制來完成信號(hào)的同步。在三相系統(tǒng)中,基于同步參考系的PLL(synchronous reference frame PLL,SRF-PLL),在分布發(fā)電、不間斷電源、有源電力濾波器[7]等領(lǐng)域中得到了廣泛的應(yīng)用。理想三相平衡條件下,傳統(tǒng)的SRF-PLL能夠快速準(zhǔn)確的提取出電網(wǎng)電壓的幅值與相位等信息,用于保持并網(wǎng)同步。但是當(dāng)電網(wǎng)故障時(shí),電網(wǎng)電壓中將出現(xiàn)正序、負(fù)序、零序及其各次諧波分量,傳統(tǒng)的SRFPLL檢測出的幅值與相位等信息存在低頻干擾量,影響鎖相性能。為解決這個(gè)問題,文獻(xiàn)[8-9]提出了一種解耦雙同步參考系PLL(decoupled double synchronous reference frame PLL,DDSRF-PLL),通過利用兩個(gè)SRF和一個(gè)解耦模塊,隔離正序分量和負(fù)序分量的影響。文獻(xiàn)[10]中,采用三個(gè)單相增強(qiáng)型PLL和一個(gè)正序分量算法,評估正序分量的幅值與相位,但都存在設(shè)計(jì)方法復(fù)雜等問題。文獻(xiàn)[11-14]中利用二階廣義積分(second order generalized integrator,SOGI)結(jié)構(gòu)提取正序分量,但當(dāng)電網(wǎng)電壓畸變嚴(yán)重時(shí),存在抑制能力不足的缺點(diǎn)??紤]類似的結(jié)構(gòu),其它提取正、負(fù)序分量的方法如文獻(xiàn)[15-16]所述。

    基于上述分析,本文提出了一種功率變換器并網(wǎng)同步策略,論文首先對傳統(tǒng)SRF-PLL在電網(wǎng)故障條件下存在的缺點(diǎn)進(jìn)行了分析,得出了研究與設(shè)計(jì)并網(wǎng)同步策略的關(guān)鍵問題。在此基礎(chǔ)上,設(shè)計(jì)了一中新的正、負(fù)序分量提取算法,將設(shè)計(jì)的正序分量提取算法與傳統(tǒng)的SRF-PLL相結(jié)合,構(gòu)成了完整的并網(wǎng)同步策略結(jié)構(gòu),并對結(jié)合的原因作了具體的分析。最后通過仿真與實(shí)驗(yàn)對所提出的并網(wǎng)同步策略進(jìn)行了驗(yàn)證。

    1 傳統(tǒng)的SRF-PLL缺點(diǎn)分析

    1.1 基本原理

    傳統(tǒng)的SRF-PLL基本結(jié)構(gòu)如圖1所示。

    圖1 傳統(tǒng)的SRF-PLL基本結(jié)構(gòu)Fig.1 Basic block diagram of the traditional SRF-PLL

    圖中,Tαβ和Tdq分別表示Clarke靜止變換矩陣與Park同步旋轉(zhuǎn)變換矩陣,kp,ki為PI調(diào)節(jié)器的控制參數(shù),|u|和θ分別為傳統(tǒng)SRF-PLL檢測出的幅值與相位角,其中

    在理想電網(wǎng)條件下,三相電壓uabc可表示為

    式中:u+1為電網(wǎng)電壓的幅值;k=0,1,2分別對應(yīng)i=a,b,c 為三相電壓 uabc。

    由于大多數(shù)三相功率變換器都是三相三線制并網(wǎng),因此,通過Clarke靜止變換Tαβ和Park同步旋轉(zhuǎn)變換 Tdq有

    根據(jù)式(2)可知,利用同步旋轉(zhuǎn)變換Tdq,電網(wǎng)電壓的相位角ωt可以通過反饋控制回路調(diào)節(jié)直流分量uq=0得到,反饋控制回路的輸出θ即為系統(tǒng)檢測的相位角。在穩(wěn)態(tài)條件下,直流分量ud則為電網(wǎng)電壓的幅值。同時(shí)根據(jù)式(2),當(dāng)uq=0時(shí)有

    圖1中的反饋控制回路可線性化為圖2所示。

    圖2 線性化反饋控制回路Fig.2 Linearized feedback control loop

    圖中ψ=ωt,根據(jù)圖2可得該線性化反饋控制回路的閉環(huán)傳遞函數(shù)為

    根據(jù)電網(wǎng)電壓的近似幅值以及阻尼比ζ(一般取ζ=0.707)和ωr(本文取ωr=50π)的取值,便可計(jì)算PI調(diào)節(jié)器中的控制參數(shù)kp,ki。

    1.2 存在的缺點(diǎn)

    下面分析傳統(tǒng)SRF-PLL在電壓不平衡條件下存在的缺點(diǎn)(先不考慮諧波分量),此時(shí)三相電壓uabc可表示為

    式中:u+1,u-1,u0分別為電壓的正序、負(fù)序和零序分量幅值;φ-1,φ0分別為負(fù)序和零序分量的初始角。

    利用Tαβ變換,三相電壓uabc可轉(zhuǎn)換為

    通過Tαβ變換,消除了電網(wǎng)電壓中的零序分量,這是一個(gè)顯著的優(yōu)點(diǎn),再對其進(jìn)行Tdq變換可得

    根據(jù)傳統(tǒng)SRF-PLL中反饋控制回路的工作原理,如果令式(7)中的直流分量uq=0,在不平衡條件下,系統(tǒng)檢測出的電壓幅值和相位分別為

    同理,當(dāng)電網(wǎng)電壓中含有諧波分量時(shí),亦有類似的表達(dá)式。

    根據(jù)式(8)可知,當(dāng)電網(wǎng)電壓中含有嚴(yán)重的負(fù)序分量和諧波分量時(shí),通過反饋控制回路調(diào)節(jié)直流分量uq=0,傳統(tǒng)的SRF-PLL檢測出的幅值|u|和相位角θ存在誤差,無法保證并網(wǎng)同步要求。因此,如何提取電網(wǎng)電壓中的正序分量,提高諧波分量抑制能力,是研究與設(shè)計(jì)并網(wǎng)同步策略的關(guān)鍵問題。

    2 提出的正序分量提取算法

    2.1 正序分量提取原理

    假設(shè)電網(wǎng)電壓中只含有正、負(fù)序分量,在αβ兩相靜止參考系下,式(6)可改寫為

    將uα和uβ均滯后90°,幅值保持不變,有

    根據(jù)式(9)和式(10),可以得到電網(wǎng)電壓中的正序分量為

    同理,電網(wǎng)電壓中的負(fù)序分量可表示為

    2.2 正序分量提取算法的設(shè)計(jì)

    利用積分或微分環(huán)節(jié)可以實(shí)現(xiàn)信號(hào)相位滯后90°,但積分存在初值難以確定的問題,微分環(huán)節(jié)易引入干擾而且不易實(shí)現(xiàn),本文利用90°移相器來實(shí)現(xiàn)相位滯后90°。

    式中:ω1為基波角頻率。

    90°移相器的頻率特性如圖3所示,由圖3可知,當(dāng)ω=ω1時(shí),相位滯后90°,如果當(dāng)電網(wǎng)頻率偏移 Δω1= ±0.5×2πrad/s時(shí),相位誤差|ΔφH|=0.27°,可見在電網(wǎng)基頻允許范圍內(nèi)偏移時(shí),90°移相器能夠準(zhǔn)確實(shí)現(xiàn)相位滯后90°的功能。

    式(11)中提取正序分量的前提是輸入電壓中不含諧波分量,因此需要首先濾除輸入電壓中的諧波分量。本文提出的雙諧振濾波器結(jié)構(gòu)如圖4所示。

    圖3 90°移相器的頻率特性Fig.3 Bode plot of the 90°phase shifter

    圖4 雙諧振濾波器結(jié)構(gòu)框圖Fig.4 Structure of the double resonant filter

    圖4所示的雙諧振濾波器為4階帶通濾波器,k,ω1分別表示系統(tǒng)的阻尼因子和諧振頻率,其傳遞函數(shù)為

    下面分析阻尼因子k對雙諧振濾波器的影響,繪制傳遞函數(shù)D(jω)的伯德圖如圖5所示。

    圖5 雙諧振濾波器在不同k值下的頻率特性Fig.5 Bode plots of the double resonant filter for different values of k

    通過伯德圖可以發(fā)現(xiàn),隨著阻尼因子k的逐漸減小,該帶通濾波器的諧波衰減功能逐步增強(qiáng),但卻降低了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng),因此,需要根據(jù)實(shí)際情況合理折中的選擇k值。經(jīng)過分析并通過仿真驗(yàn)證,雙諧振濾波器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間近似為

    由于實(shí)際三相三線制電網(wǎng)中主要含5次、7次等諧波分量,結(jié)合圖5以及式(15),當(dāng)阻尼因子k=150時(shí),系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間ts≈32 ms,5次諧波衰減34 dB左右,高于基波頻率時(shí),雙諧振濾波器以-40 dB/dec衰減,濾波性能好。同時(shí),當(dāng)電網(wǎng)基頻偏移±0.5 Hz時(shí),相位差|ΔφD|=2°。雙諧振濾波器對基頻在允許范圍內(nèi)偏移時(shí)不敏感,系統(tǒng)能夠獲得滿意的動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間和超強(qiáng)的諧波衰減功能。

    根據(jù)式(11)和式(12)中正、負(fù)序分量的提取原理,以及基于雙諧振濾波器結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)分析,本文提出的正序分量提取算法如圖6所示。

    圖6 基于雙諧振濾波器的正序分量提取算法Fig.6 Block diagram of the positive-sequence voltage detector

    從圖6可以看出,通過Tαβ變換,電壓uabc轉(zhuǎn)換為uαβ,在αβ靜止參考系下,系統(tǒng)僅需要兩組參數(shù)相同的雙諧振濾波器。當(dāng)諧振頻率ω1等于電網(wǎng)電壓的頻率ω時(shí),和即為三相輸入電壓uabc在αβ靜止參考系下的正序分量。

    同理,基于雙諧振濾波器結(jié)構(gòu)的負(fù)序分量提取算法如圖7所示。

    圖7 基于雙諧振濾波器的負(fù)序分量提取算法Fig.7 Block diagram of the negative-sequence voltage detector

    2.3 正序分量提取算法的幅頻特性

    下面對圖6所示的正序分量提取算法作進(jìn)一步的分析。假設(shè)電網(wǎng)電壓中僅含頻率為ω的正序分量,那么在頻域條件下,有以下恒等關(guān)系,即

    結(jié)合式(11)和圖6,提取的正序分量可表示為

    同理,當(dāng)電網(wǎng)電壓中僅含有頻率為ω的負(fù)序分量時(shí),有uβ(jω)=juα(jω)。此時(shí)

    如果令頻域函數(shù)P(jω)=1/2{D(jω)[1+jH(jω)]},N(jω)=1/2{D(jω)[1 - jH(jω)]},當(dāng)阻尼因子k=150時(shí),繪制P(jω)和N(jω)的幅頻特性如圖8所示。

    圖8P(jω)和 N(jω)的幅頻特性Fig.8 Magnitude bode plots of P(jω)and N(jω)

    從幅頻特性曲線上可以看出,根據(jù)輸入電壓中的信號(hào)是否為正序分量或負(fù)序分量,該正序分量提取算法等同于一個(gè)帶通濾波器或陷波濾波器。同時(shí),設(shè)計(jì)的正序分量提取算法對諧波分量具有超強(qiáng)的抑制能力。

    3 并網(wǎng)同步策略的實(shí)現(xiàn)

    由于基于Park的同步旋轉(zhuǎn)變換Tdq一般和其逆變換Tdq-1成對使用。例如在新能源并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中,先利用傳統(tǒng)SRF-PLL中的Tdq變換間接的獲取電網(wǎng)電壓的相位角,在并網(wǎng)控制中,再通過逆變換將直流量轉(zhuǎn)換為交流量,保證了與電網(wǎng)電壓相位的一致性。

    根據(jù)1節(jié)中的分析,在電網(wǎng)故障條件下,由于電網(wǎng)電壓中存在負(fù)序分量及諧波分量,傳統(tǒng)的SRF-PLL自身無法提取電網(wǎng)電壓中的正序分量,檢測出的幅值和相位存在誤差,無法保證并網(wǎng)同步要求。因此,可以將本文設(shè)計(jì)的正序分量提取算法與傳統(tǒng)的SRF-PLL相結(jié)合,完整的并網(wǎng)同步策略結(jié)構(gòu)如圖9所示。通過圖9可以發(fā)現(xiàn),本文提出的并網(wǎng)同步策略結(jié)構(gòu)思路明確,結(jié)構(gòu)簡單,而且基于雙諧振濾波器的正序分量提取算法對電網(wǎng)基頻在允許范圍內(nèi)(50±0.5)Hz偏移時(shí)不敏感,當(dāng)阻尼因子k=150時(shí),系統(tǒng)能兼顧動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間和諧波分量衰減要求。

    圖9 完整的并網(wǎng)同步策略結(jié)構(gòu)Fig.9 The complete structure of grid synchronous strategy

    4 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

    為了驗(yàn)證理論分析的正確性和可行性,在Matlab/SIMULINK環(huán)境下搭建了仿真模型,對傳統(tǒng)SRF-PLL和提出的并網(wǎng)同步策略在電網(wǎng)故障時(shí)的并網(wǎng)同步性能進(jìn)行了對比仿真。電網(wǎng)故障前,電網(wǎng)電壓給定為:u+1=120 V,φ+1=0°。電網(wǎng)故障后,電網(wǎng)電壓中正、負(fù)序分量給定為:u+1=100 V,φ0=10°,u-1=20 V,φ-1= - 15°。諧波分量給定為:u+5=7 V,u+7=5 V,u-7=5 V,φ+5=φ+7=φ-7=0°。同時(shí),為了驗(yàn)證系統(tǒng)對基頻在允許范圍內(nèi)(50±0.5 Hz)偏移時(shí)不敏感,當(dāng)電網(wǎng)發(fā)生故障時(shí),模擬電網(wǎng)頻率從50 Hz突變到49.5 Hz。仿真過程中,取阻尼因子k=150,SRF-PLL中PI調(diào)節(jié)器的控制參數(shù)設(shè)定為kp=2.22,ki=246.7。

    傳統(tǒng)SRF-PLL在電網(wǎng)故障時(shí)的仿真結(jié)果如圖10所示。圖10(a)即為模擬的輸入電壓uabc在0.2 s時(shí)刻電網(wǎng)發(fā)生故障前后的仿真波形,從圖10(b)中可以清晰的看出,當(dāng)電網(wǎng)發(fā)生故障時(shí),傳統(tǒng)的SRF-PLL檢測出的相位角θ存在明顯的畸變,影響鎖相性能,圖10(c)顯示了系統(tǒng)檢測的直流分量udq存在二倍頻波動(dòng),而且波動(dòng)幅值較大,圖10(d)則為系統(tǒng)評估的電網(wǎng)頻率f。從仿真結(jié)果可以看出,傳統(tǒng)的SRF-PLL在電網(wǎng)故障時(shí)無法保證并網(wǎng)同步要求。

    圖10 傳統(tǒng)SRF-PLL在電網(wǎng)故障時(shí)的仿真結(jié)果Fig.10 Simulated results of the traditional SRF-PLL under grid faulty conditions

    模擬的電網(wǎng)電壓uabc保持不變,圖11為提出的并網(wǎng)同步策略在電網(wǎng)故障時(shí)的仿真結(jié)果。圖11(b)顯示了系統(tǒng)檢測的相位角θ幾乎不受電網(wǎng)故障的影響,而且能夠正確的跟蹤電網(wǎng)頻率的偏移。圖11(c)為系統(tǒng)提取的正序分量,從圖11(d)中可以看出,提出的并網(wǎng)同步策略在經(jīng)歷大約32 ms后即趨于穩(wěn)定,匹配式(15)中動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間ts的計(jì)算。通過圖11(c)和圖11(d)亦可以看出,系統(tǒng)具有快速準(zhǔn)確的正序分量提取能力和超強(qiáng)的諧波抑制功能,幾乎不受諧波分量的干擾,匹配電網(wǎng)故障條件下正序分量設(shè)定幅值u+1=100 V,圖11(e)顯示了系統(tǒng)評估的電網(wǎng)頻率f,通過圖11(e)可以看出,評估的電網(wǎng)頻率f能夠快速準(zhǔn)確的跟蹤電網(wǎng)頻率的變化。

    為了進(jìn)一步驗(yàn)證本文提出的并網(wǎng)同步策略在電網(wǎng)故障時(shí)的運(yùn)行性能,通過RT-LAB半實(shí)物數(shù)字控制器[17]進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)。由于RT-LAB模擬輸出通道的上限電壓為15 V,因此,為了便于模擬輸出信號(hào)在示波器上顯示,利用交流調(diào)壓器將采集的電網(wǎng)電壓幅值設(shè)置為15 V。實(shí)驗(yàn)中,取阻尼因子k=150,SRF-PLL中PI調(diào)節(jié)器的控制參數(shù)設(shè)定為kp=14.8,ki=1645,系統(tǒng)采樣周期為 12 μs。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖12所示。

    圖11 提出的并網(wǎng)同步策略在電網(wǎng)故障時(shí)的仿真結(jié)果Fig.11 Simulated results of the new grid synchronous strategy under grid faulty conditions

    圖12(a)即為模擬的電網(wǎng)電壓在電網(wǎng)故障時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果,圖12(b)顯示了提出的并網(wǎng)同步策略能夠快速準(zhǔn)確的提取電網(wǎng)電壓中的正序分量,圖12(c)則為系統(tǒng)檢測的相位角θ及正序直流分量等。通過圖12(c)可以清晰的發(fā)現(xiàn),當(dāng)電網(wǎng)發(fā)生故障時(shí),檢測的正序直流分量udq在大約經(jīng)歷32 ms后平滑的達(dá)到穩(wěn)態(tài)值,亦滿足式(15)中關(guān)于動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間ts的計(jì)算。同時(shí),系統(tǒng)檢測的相位角θ幾乎不受電網(wǎng)故障的干擾。

    圖12 電網(wǎng)電壓在不平衡條件下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.12 Experimental results of the utility voltage under unbalanced grid conditions

    5 結(jié)語

    本文提出了一種抑制電網(wǎng)故障影響的功率變換器并網(wǎng)同步策略,解決了傳統(tǒng)SRF-PLL在電網(wǎng)故障條件下無法保證并網(wǎng)同步要求的缺點(diǎn),可用于功率變換器并網(wǎng)同步系統(tǒng)中,給出了該并網(wǎng)同步策略的理論依據(jù)和實(shí)現(xiàn)方法,仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該并網(wǎng)同步策略應(yīng)用的有效性。與其他并網(wǎng)同步方法相比,提出的并網(wǎng)同步策略具有以下特點(diǎn)。1)動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間快,對5次、7次等諧波分量具有超強(qiáng)的抑制能力,在相同的動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間下,能夠彌補(bǔ)采用其它結(jié)構(gòu)對5次、7次諧波分量抑制能力不足的缺點(diǎn);2)結(jié)構(gòu)簡單,無需復(fù)雜的計(jì)算,實(shí)時(shí)性好,而且對電網(wǎng)基頻在允許范圍內(nèi)(50±0.5 Hz)偏移時(shí)不敏感。因此該并網(wǎng)同步策略較適用于并網(wǎng)公共點(diǎn)電壓容易畸變的大容量風(fēng)力、太陽能等并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中。

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