一種超寬帶同相/反相輸出可切換射頻網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

唐朝陽(yáng)，梁仙靈，金榮洪，耿軍平，蔡 青，2

(1. 上海交通大學(xué) 電子工程系，上海 200240；2. 上海市計(jì)量測(cè)試技術(shù)研究院,上海 200240)

0 引 言

隨著無線系統(tǒng)終端應(yīng)用需求的不斷提高，如結(jié)構(gòu)小型化、功能多樣化，要求天線及射頻終端能夠在盡可能小型化的條件下具備更高效的功能。射頻移相網(wǎng)絡(luò)在天線及射頻終端設(shè)計(jì)中通常發(fā)揮重要的作用，能夠有效提升天線及射頻終端的性能，如在圓極化天線設(shè)計(jì)中采用3 dB混合電橋網(wǎng)絡(luò)可有效展寬天線的圓極化軸比帶寬；在陣列天線設(shè)計(jì)中采用移相網(wǎng)絡(luò)可實(shí)現(xiàn)天線的波束賦形；在相控陣系統(tǒng)設(shè)計(jì)中采用數(shù)字移相器可實(shí)現(xiàn)天線的波束掃描等[1]。另一方面，自2002 年美國(guó)聯(lián)邦通信委員會(huì)(FCC)將3.1～10.6 GHz 這一頻段開放為民用頻段。圍繞著超寬帶技術(shù)應(yīng)用的天線、濾波器、移相器、功分器等微波器件已進(jìn)行了較多研究。其中，超寬帶移相器設(shè)計(jì)更具有挑戰(zhàn)性，已有的技術(shù)如采用集總參數(shù)構(gòu)建的高/低通濾波器型超寬帶移相器、3 dB電橋(或耦合器)結(jié)構(gòu)的超寬帶反射型移相器、微帶結(jié)構(gòu)的超寬帶開關(guān)線型移相器等[2～4]。其中，微帶結(jié)構(gòu)的開關(guān)線型移相器具有移相精度高、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、設(shè)計(jì)靈活、便于電路集成設(shè)計(jì)等優(yōu)點(diǎn)?；诖?，本文利用微帶-共面波導(dǎo)線過渡和“蝶形”缺陷地結(jié)構(gòu)[5]實(shí)現(xiàn)了微帶線的帶線與金屬地之間的不平衡交叉過渡，獲得180°相移，并結(jié)合偏置電路設(shè)計(jì)了一種1 bit超寬帶移相器；在此基礎(chǔ)上，進(jìn)一步設(shè)計(jì)和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了一種超寬帶同相/反相輸出可切換微帶射頻網(wǎng)絡(luò)。

1 超寬帶1 bit移相器

高頻微帶網(wǎng)絡(luò)的相移一般通過物理長(zhǎng)度調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)，但該方法頻率帶寬較窄。本論文中超寬帶180°相移的基本原理如圖1所示，選取一段長(zhǎng)度小于λ/2的雙導(dǎo)線傳輸線，假設(shè)某一時(shí)刻，該段傳輸線上的電場(chǎng)方向朝下。若將此傳輸線從中間斷開，并進(jìn)行交叉連接，此時(shí)，該傳輸線后半段的電場(chǎng)方向變?yōu)槌?，即通過交叉連接可實(shí)現(xiàn)端口2的180°相移。

圖1 雙導(dǎo)線傳輸線180°相移原理

1.1 1 bit移相器結(jié)構(gòu)

將上述原理引入到超寬帶1 bit移相器設(shè)計(jì)中，如圖2所示。該超寬帶移相器由微帶射頻電路與直流偏置電路兩部分構(gòu)成。微帶射頻電路分為支路1 和支路2。支路1為一段特性阻抗為50 Ω的微帶線(參考線)；支路2為交叉連接微帶線，通過微帶線-共面波導(dǎo)線-微帶線轉(zhuǎn)換，結(jié)合“蝶形”缺陷地結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)。其中，一段50 Ω微帶線導(dǎo)帶漸變成“Y”型結(jié)構(gòu)，再與另一段50 Ω微帶線的導(dǎo)帶構(gòu)建成共面波導(dǎo)線，并在其末端通過金屬化孔與地相連。漸變部分長(zhǎng)度為l1和l2(上下金屬化孔垂直間距),左右金屬化孔水平間距為s1，共面波導(dǎo)的導(dǎo)帶與縫隙的間隔為g；“蝶形”缺陷地結(jié)構(gòu)上下邊主要通過兩個(gè)相同長(zhǎng)軸(a1=a2)、不同短軸(b1，b2)的橢圓弧線構(gòu)成。通過共面波導(dǎo)線的巧妙過渡，在相同物理長(zhǎng)度的條件下，可實(shí)現(xiàn)支路1和支路2在超寬帶范圍內(nèi)的180°相差。進(jìn)一步為實(shí)現(xiàn)兩支路的切換，采用四個(gè)二極管結(jié)合偏置電路構(gòu)成了兩個(gè)單刀雙擲射頻開關(guān)。利用射頻開關(guān)的通斷選擇通路，實(shí)現(xiàn)輸出端信號(hào)相位0°/180°的切換。A端為偏置電路的電源輸入點(diǎn)，當(dāng)輸入“+V”時(shí)，支路2處于導(dǎo)通狀態(tài)，支路1處于開路狀態(tài)；當(dāng)輸入“-V”時(shí)，支路1處于導(dǎo)通狀態(tài)，支路2處于開路狀態(tài)。偏置電路中，限流電阻R1用于防止二極管正向?qū)〞r(shí)電流過大；扼流電感L1、L2與扇形貼片共同組成寬帶射頻隔離電路，減小直流回路對(duì)射頻電路匹配的影響，并使直流電壓能夠正常驅(qū)動(dòng)二極管工作；C1為隔直電容。

圖2 超寬帶1 Bit移相器的結(jié)構(gòu)

1.2 1 bit移相器仿真分析

所研究的超寬帶1 bit移相器的原理是利用微帶傳輸線的帶線和金屬地之間的不平衡交叉過渡，從而達(dá)到180°相移。因此其移相帶寬主要受限于過渡段部分的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，包括共面波導(dǎo)帶線參數(shù)和缺陷地結(jié)構(gòu)的縫隙參數(shù)。下面將就幾個(gè)關(guān)鍵參數(shù)做具體討論，每個(gè)參數(shù)變化時(shí)，其它參數(shù)保持不變。

“蝶形”缺陷地結(jié)構(gòu)的關(guān)鍵參數(shù)是上下邊的橢圓弧線，即短軸參數(shù)b1和b2，影響過渡段的阻抗匹配。缺陷地結(jié)構(gòu)的橢圓短軸長(zhǎng)度變化對(duì)支路2的插入損耗、端口駐波比的影響，如圖3所示。可以看出，短軸b1主要影響支路2的低頻部分。隨著b1從4 mm 減少到2 mm，支路2的低頻部分(2～5 GHz)的插入損耗和端口駐波比均逐漸變小。短軸b2影響支路2的整個(gè)頻段，尤其是高頻部分。隨著b2從2 mm增加到4 mm，支路2在整個(gè)頻帶(2～12 GHz)的插入損耗和端口駐波比均逐漸變小。很明顯，無論是b1變小還是b2變大，都將使缺陷地縫隙變大，從而工作頻率向低頻偏移；但b1和b2參數(shù)大小還受到金屬化過孔的限制，在充分考慮工藝的條件下，可選擇較小b1和較大b2。

共面波導(dǎo)線轉(zhuǎn)換部分的關(guān)鍵參數(shù)是l1和l2。l1和l2變化對(duì)支路2的插入損耗、端口駐波比的影響，如圖4所示。l1部分實(shí)現(xiàn)了微帶線到“Y”型結(jié)構(gòu)的一個(gè)過渡。可以看出，在整個(gè)頻帶(2～12 GHz)內(nèi)l1對(duì)支路2的端口駐波比和插入損耗影響較大。l1取值越大，低頻部分的工作頻率越低，但高頻部分性能(端口駐波比和插入損耗)越差。當(dāng)l1=2 mm時(shí)，在4～10 GHz頻帶內(nèi)支路2的端口駐波比和插入損耗曲線相對(duì)較好。l2為上下金屬化過孔的垂直間距，主要影響支路2的高頻部分。當(dāng)l2取2.35 mm 時(shí)，在4～12 GHz頻帶內(nèi)支路2的端口駐波比和插入損耗達(dá)到最佳。

圖4 共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)部分參數(shù)分析

上述結(jié)果基于電磁仿真軟件HFSS的優(yōu)化，以帶寬最大化和插入損耗最小化的原則選取超寬帶1 bit 移相器的各個(gè)最佳參數(shù)值：a1=a2=5 mm，b1=2 mm，b2=4 mm，s1=1.7 mm，g=0.16 mm，l1=2 mm，l2=2.35 mm，L1=470 nH，L2=20 nH，C1=1 μF，R1=200 Ω。超寬帶1 bit移相器的仿真性能，如端口VSWR、插入損耗和相位特性,如圖5所示。當(dāng)支路1(即參考線)導(dǎo)通時(shí)，端口駐波比在4.6～8.6 GHz頻帶內(nèi)均小于1.4，插入損耗小于1 dB；當(dāng)支路2導(dǎo)通時(shí)，端口駐波比在4.6～8.6 GHz頻帶內(nèi)均小于1.6，插入損耗小于0.9 dB。比較兩種狀態(tài)，帶內(nèi)端口駐波比曲線一致性較好，插入損耗在頻帶內(nèi)偏差小于0.2 dB，相位曲線比較平穩(wěn)，相位差在171°～182°內(nèi)。值得注意的是，在4.5 GHz和9 GHz附近均存在諧振，這是由于處于開路狀態(tài)的支路在λ/2的整數(shù)倍處會(huì)引入并聯(lián)諧振，這種諧振會(huì)引起幅度和相位一定程度的惡化。

圖5 超寬帶1 Bit移相器仿真性能

2 超寬帶同相/反相輸出可切換射頻網(wǎng)絡(luò)

2.1 網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)

上述超寬帶1 bit移相器實(shí)現(xiàn)了較好的180°相移功能，實(shí)際應(yīng)用中，考慮到一些可重構(gòu)天線或射頻終端需要饋電網(wǎng)絡(luò)同時(shí)具備同相和反相輸出的功能，基于此，進(jìn)一步設(shè)計(jì)了一種超寬帶同相/反相輸出可切換射頻網(wǎng)絡(luò)。該切換射頻網(wǎng)絡(luò)由兩個(gè)超寬帶1 bit移相器和一個(gè)功分器構(gòu)成，如圖6所示。射頻信號(hào)從端口1輸入，經(jīng)功分器等分成兩路后再通過兩個(gè)超寬帶1 bit移相器，實(shí)現(xiàn)端口2，3的等幅同相或等幅反相輸出。超寬帶同相/反相輸出可切換射頻網(wǎng)絡(luò)的實(shí)物照片，如圖7所示。該網(wǎng)絡(luò)實(shí)物尺寸為66 mm*46 mm。

圖6 超寬帶同相/反相輸出可切換射頻網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)

圖7 超寬帶同相/反相輸出可切換射頻網(wǎng)絡(luò)實(shí)物圖

2.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀Agilent E5071C對(duì)超寬帶同相/反相輸出可切換射頻網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行測(cè)試。該射頻網(wǎng)絡(luò)的端口駐波比和隔離度測(cè)試曲線，如圖8所示。在4.6～8.6 GHz工作頻帶內(nèi)，當(dāng)端口2，3同相輸出時(shí)，端口1的駐波比小于1.85；當(dāng)端口2，3反相輸出時(shí)，端口1的駐波比小于1.95；兩種狀態(tài)(同相/反相)下，端口2與端口3的隔離度均大于22 dB。該射頻網(wǎng)絡(luò)傳輸系數(shù)幅度的測(cè)試曲線,如圖9所示。在4.6～8.6 GHz工作頻帶內(nèi)，兩種狀態(tài)下，S21和S31曲線非常相似，傳輸系數(shù)均小于-6 dB，扣除3 dB功分器能量損失，實(shí)際端口2，3輸出的最大插入損耗小于3 dB，其中4.6～7.5 GHz的插入損耗在2 dB 以內(nèi)；兩端口輸出的幅度差小于0.25 dB。該射頻網(wǎng)絡(luò)的傳輸系數(shù)相位的測(cè)試曲線，如圖10所示。在4.6～8.6 GHz工作頻帶內(nèi)，當(dāng)端口2，3同相輸出時(shí)，相位差在-1°～8°之間；當(dāng)端口2，3反相輸出時(shí)，相位差在172°～182°之間。

圖8 端口駐波比與隔離度測(cè)試曲線

圖9 兩種狀態(tài)下測(cè)試傳輸系數(shù)的幅度曲線

圖10 兩種狀態(tài)下測(cè)試傳輸系數(shù)的相位曲線

將研究設(shè)計(jì)的網(wǎng)絡(luò)性能與已有文獻(xiàn)中幾種三端口射頻移相網(wǎng)絡(luò)性能進(jìn)行比較，見表1?？梢?，本文設(shè)計(jì)的饋電網(wǎng)絡(luò)在功能上實(shí)現(xiàn)了同相/反相輸出的可切換，并且在幅度差和端口隔離兩個(gè)方面具有更好的性能。

表1 各種寬帶三端口網(wǎng)絡(luò)的射頻移相網(wǎng)絡(luò)性能比較

3 結(jié) 語(yǔ)

介紹了一種同相/反相輸出可切換射頻網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)，該網(wǎng)絡(luò)主要基于微帶-共面波導(dǎo)過渡和“蝶形”缺陷地結(jié)構(gòu)相結(jié)合的超寬帶180°相移技術(shù)。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該同相/反相輸出可切換射頻網(wǎng)絡(luò)在 4.6～8.6 GHz頻帶內(nèi)具有幅度偏差小(小于0.25 dB)，相位偏差小(同相輸出-1°～8°，反相輸出172°～182°)和端口隔離度高(大于22 dB)的性能，且結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、易于集成，適合應(yīng)用于可重構(gòu)天線或射頻電路中。

[1] 毛貴海,牛傳峰,楊國(guó)棟,等.K 波段圓極化相控陣天線的研究[J].中國(guó)電子科學(xué)研究院學(xué)報(bào),2013,8(5):548-550.

[2] ELDEK A A.Wideband 180 Degree Phase Shifter Using Microstrip-CPW-microstrip Transition[J].Progress in Electromagnetics Research B,2008(2):177-187.

[3] DMITRY KHOLODNYAK,ELENA S,IRINA VENDIK,et al.Broadband Digital Phase Shifter Based on Switchable Right-and Left-Handed Transmission Line Sectionss[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letrers,2006,16(5)：258-260.

[4] SOON YOUNG EOM.Broadband 180 Bit Phase Shifter Using a λ/2 Coupled Line and Parallel λ/8 Stubs[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2004,14(5):228-230.

[5] 倪春,吳先良,安士全.微帶 DGS 低通濾波器的設(shè)計(jì)[J].中國(guó)電子科學(xué)研究院學(xué)報(bào),2010,5(2):217-220.

[6] MAREK E,BIAKOWSKI,YIFAN WANG.UWB Planar Out-of-Phase Wilkinson Power Divider Utilizing UWB±90° Phase Shifters in Microstrip-Slot Technology[C]//Proceedings of the Asia-Pacific Microwave Conference,2011:1138-1141.

[7] ZHENG S,CHAN W,MAN K.Size Reduced Marchand Balun with Integrated Microstrip to CPW Transition[C]//Microwave Conference Proceedings(APMC),2010:1236-1239.

[8] ZIETZ C,ARMBRECHT G,ROLFES I.A Compact Ultra-wideband Double Balun Feeding Network on a Single Layer PCB[C]//Antennas and Propagation(EuCAP),2010 Proceedings of the Fourth European Conference on,2010:1-5.

[9] YANG H,CHEKKA V,MA H.Slow-wave Transmission Line Transformers/Baluns[C]//Microwave Symposium Digest(MTT),2010 IEEE MTT-S International,MAY 2010:1-1.