單相LCL型光伏并網逆變器的控制技術

戴劍豐，趙晉斌，屈克慶，李 芬

(上海電力學院電氣工程學院，上海 200090)

近年來，在尋找克服世界能源危機的方法中，風力和光伏等分布式發(fā)電系統(tǒng)受到越來越多的關注.［1］作為分布式發(fā)電系統(tǒng)中能量轉換和控制的核心，單相并網逆變器的性能會直接影響并網系統(tǒng)的好壞.

為了抑制逆變器的輸出諧波，需要在并網逆變器和電網之間加裝濾波器.按照濾波器的分類，并網逆變器的輸出濾波器一般可以分為L型、LC型和LCL型3種.［2-3］單電感L濾波器是一階系統(tǒng)，結構簡單，需要較大的電感來抑制諧波，會增加系統(tǒng)的成本和影響系統(tǒng)的動態(tài)性能.LC濾波器是二階系統(tǒng)，無法平抑輸出電流的高頻紋波，容易因電網阻抗角的不確定性而影響濾波效果.［4-5］LCL型濾波器對高頻諧波電流能起到很大的衰減作用，較小的電感就能取到很好的濾波效果，并且網側電感還能起到抑制沖擊電流的作用，因此LCL濾波器更能獲得高質量的進網電流.但LCL型濾波器是一個三階系統(tǒng)，容易引起系統(tǒng)的諧振問題，使系統(tǒng)不穩(wěn)定，因此需要對諧振尖峰進行抑制.

LCL濾波器的諧振抑制方法有無源阻尼和有源阻尼兩種.無源阻尼方法是在濾波電感或濾波電容的支路上串聯或并聯電阻來增加系統(tǒng)的阻尼.濾波電感支路串聯電阻會降低濾波器的低頻增益，而并聯電阻會降低濾波器的高頻增益;濾波電容支路串聯電阻也會降低濾波器的高頻增益，而并聯電阻不會影響高頻和低頻增益，但會帶來很大的損耗.［6-8］

有源阻尼則是通過改進控制算法，即引入濾波電感或濾波電容的電壓或電流內環(huán)來構造一種虛擬阻抗以抑制諧振，該方法不需要其他無源元件，所以不存在功率損耗問題.

本文分析了采用網側電感電流作為外環(huán)、濾波電容電流作為內環(huán)的雙閉環(huán)控制策略，引入電容電流內環(huán)構造的虛擬阻抗來增加系統(tǒng)的阻尼，以抑制諧振的發(fā)生，并用網側電感電流外環(huán)直接控制并網電流，以保證進網電流的高功率因數.

1 系統(tǒng)控制結構分析

圖1為含有LCL濾波器的單相并網逆變器的主電路.其中，Udc為直流輸入電壓;iL1為逆變器側輸出電流;iC為濾波電容電流;iL2為電網側輸出電流;UGrid為電網電壓.為了便于分析，忽略電感和電容的電阻.

圖1 LCL型單相并網逆變器主電路示意

本文設計了一個1 kW/220 V的單相逆變器模型.開關頻率 fs=20 kHz，直流電壓 Udc=400 V.LCL 濾波器的參數為 L1=3 mH，C=5 μF，L2=2 mH.［7-8］

為了分析諧振問題，首先對單相LCL并網逆變器采用網側電感電流單環(huán)直接控制，其控制框圖如圖2所示.由圖2可以得到進網電流iL2與PI輸出的I(s)之間的傳遞函數為:

式中:Kpwm——逆變器等效比例環(huán)節(jié)，Kpwm=400.

在PI控制器后加入電容電流內環(huán)控制，其控制框圖如圖3所示.

圖2 iL2直接閉環(huán)控制示意

由圖3可以得到進網電流iL2與PI輸出的I(s)之間的傳遞函數為:

根據式(1)和式(2)分別畫出幅頻特性曲線，如圖4所示.

由圖4可以看出，當采用網側電流直接控制時，系統(tǒng)在諧振頻率處會產生一個很大的尖峰，而加入電容電流內環(huán)控制后，有效地抑制了尖峰.由此可見，電容電流內環(huán)反饋可以增加系統(tǒng)阻尼，增強系統(tǒng)的穩(wěn)定性.

圖3 入網電流和電容電流雙閉環(huán)控制示意

圖4 幅頻特性曲線

2 系統(tǒng)穩(wěn)定性及控制參數分析

為分析電容電流內環(huán)對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，并選擇相關的控制參數，由圖3可以得到電容電流內環(huán)的傳遞函數為:

根據式(3)畫出電容電流iC反饋的調節(jié)器內環(huán)根軌跡如圖5所示.從圖5可以看出，無論內環(huán)增益KKpwm如何變化，系統(tǒng)的根軌跡始終在復平面的左半平面，因此基于電容電流iC反饋的調節(jié)器內環(huán)控制始終是穩(wěn)定的.

圖5 電容電流iC反饋的調節(jié)器內環(huán)根軌跡

根據式(3)還可以求得入網電流的開環(huán)傳遞函數特征方程阻尼系數為:

由式(4)可知，內環(huán)反饋系數K越大，系統(tǒng)的阻尼越大，抑制諧振尖峰的效果更好.但是過大的阻尼會使系統(tǒng)的響應速度變慢.為了兼顧系統(tǒng)的阻尼效果和動態(tài)響應速度，在實際工程應用中一般取 ξ=0.707.

根據圖3還可以得到系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數為:

其根軌跡如圖6所示.由圖6可以看出，要使系統(tǒng)穩(wěn)定運行，必須選擇合適的調節(jié)器參數Kp和Ki，使系統(tǒng)的根軌跡在復平面的左半平面.

圖6 電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)根軌跡

由式(5)可以得到系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數為:

式中

則閉環(huán)系統(tǒng)的特征方程為:

根據勞斯穩(wěn)定判據，［9-10］可求得系統(tǒng)穩(wěn)定運行的條件如下:

因此，合適的調節(jié)器參數能夠保證系統(tǒng)的穩(wěn)定運行.圖7為入網電流和電容電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)在Kp取不同值時的伯德圖.由圖7可以看出，Kp越小，則諧振尖峰值越小，但同時會降低系統(tǒng)的帶寬，影響系統(tǒng)的動態(tài)響應速度.

圖7 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)Kp取不同值時的伯德圖

圖8為入網電流和電容電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)在Ki取不同值的伯德圖.

圖8 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)Ki取不同值時的伯德圖

從圖8可以看出，Ki越大，則諧振尖峰值越小，但同時會降低系統(tǒng)的相角裕度，從而影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性.

綜合以上分析，本文的PI調節(jié)器的參數取值分別為:Kp=0.5;Ki=1 200.

3 仿真分析

為了驗證本文控制策略的正確性及良好的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能，利用PSIM9.0仿真軟件對該系統(tǒng)進行仿真分析.

圖9為采用單電感濾波并網逆變器的并網電流和電網電壓縮小5倍的波形.由圖9可以看出，進網電流含有較大的高頻諧波分量，單電感L濾波器的高頻濾波效果較差.

圖9 單電感濾波的并網逆變器仿真波形

圖10為Kp=0.5，Ki=1 200時的電流雙閉環(huán)控制的穩(wěn)態(tài)仿真波形，可以看出并網電流和電網電壓同頻同相，功率因數接近1.與圖9相比，雙閉環(huán)控制的并網電流的諧波含量明顯減少.

圖10 Kp=0.5和Ki=1 200時的電流雙環(huán)控制仿真波形

圖11為Kp=1.6，Ki=1 200時的電流雙閉環(huán)控制的穩(wěn)態(tài)仿真波形.由式(9)可知系統(tǒng)臨界穩(wěn)定的Kp值為1.6，臨界穩(wěn)定的并網電流波形與圖9的正常穩(wěn)定并網電流波形相比，不再是圓滑的正弦波，而是出現了大量的毛刺.此時，若繼續(xù)增大Kp的值，系統(tǒng)將會變得不穩(wěn)定而出現振蕩.

圖11 Kp=1.6和Ki=1 200時的電流雙環(huán)控制仿真波形

圖12和13分別為逆變器從滿載到半載和從半載到滿載的動態(tài)仿真波形.

圖12 逆變器滿載到半載的動態(tài)仿真波形

圖13 逆變器半載到滿載的動態(tài)仿真波形

由圖12和圖13可知，系統(tǒng)在負載突變的情況下，仍然能維持穩(wěn)定運行，且具有較快的動態(tài)響應速度.

4 結語

本文采用并網電流和電容電流雙閉環(huán)控制策略對并網電流進行直接控制，較傳統(tǒng)的并網電流單環(huán)控制而言，相當于引入了虛擬阻抗來增加系統(tǒng)阻尼，從而抑制了諧振，增加了系統(tǒng)的穩(wěn)定性.仿真結果也表明，該策略可有效抑制進網電流諧振，并且具有較高的入網電流功率因數和良好的穩(wěn)態(tài)性能.

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