平面小型化三頻微帶天線

王公晗，馮全源

（西南交通大學信息科學與技術學院，四川 成都610031）

0 引言

近年來，隨著無線通信的迅速發(fā)展，各類天線的發(fā)展也受到越來越多的關注。其中，由于單極子微帶貼片天線具有成本低、便于制作以及全向輻射方向圖等優(yōu)點，而被廣泛應用于多頻天線的設計中。目前已經有各式各樣的應用于無線通信系統(tǒng)的單極子天線。

單極子微帶天線的小型化［1-2］特性可以通過多種方法獲得，在文獻［1］中，采用了螺旋形光子晶體結構，實現(xiàn)了微帶天線的小型化設計。而文獻［2］，則是采用超材料結構，實現(xiàn)天線的小型化。同時，人們也在不斷研究實現(xiàn)天線多頻［3-6］的方法。在文獻［3］中，通過在矩形輻射板周圍加載多個金屬環(huán)，并采用微帶線進行非接觸耦合饋電的方法，有效實現(xiàn)了天線的多頻段設計。但是，上述的小型多頻微帶天線設計技術一般來說多頻帶寬通常都比較窄。所以一些學者在保證帶寬性能的情況下，提出結構新穎且性能優(yōu)異的小型化多頻天線［4-9］。文獻［4-7］中采用增加寄生諧振單元的方法，可以有效地減小天線尺寸，實現(xiàn)天線的多頻特性。文獻［7］中采用E型寄生單元實現(xiàn)天線的多頻帶，并且結構簡單。而文獻［8-9］，則是采用加載超材料單元模塊，實現(xiàn)天線的多頻帶，同時能夠更有效地實現(xiàn)天線的小型化。但是以上天線因為采用寄生模塊實現(xiàn)天線的多頻小型化，所以結構一般比較復雜。

基于以上分析，本文針對微帶多頻天線尺寸較大、結構復雜的問題，設計了一種小型多頻微帶天線，通過加載倒L 型結構的分支，并利用低頻段的高次模，實現(xiàn)天線的多頻特性。所設計的天線在結構上保持了低剖面、結構簡單、饋電方便等優(yōu)點的同時，不僅能夠保證天線多頻段工作的特點，而且天線保證了其良好的輻射性能。這種天線能夠很好地適用于多頻無線移動通信系統(tǒng)中。

1 微帶貼片天線的輻射原理

一個簡單的微帶矩形貼片天線是由輻射元、介質層和參考地三部分組成。介質層的厚度h一般遠遠小于自由空間的波長λ。對于矩形微帶天線，理論分析時可以采用傳輸線模型來分析其性能。矩形微帶貼片天線的工作主模式是TM10模，意味著電場在長度L 方向上有λg／2的改變，而在寬度W 方向上保持不變，如圖1（a）所示，在長度L 方向上可以看作成有兩個終端開路的縫隙輻射出電磁能量，在寬度W 方向的邊緣處由于終端開路，所以電壓值最大電流值最小。從圖1（b）可以看出，微帶線邊緣的電場可以分解成垂直于參考地的分量和平行于參考地的分量兩部分，兩個邊緣的垂直電場分量大小相等、方向相反，平行電場分量大小相等、方向相反；因此，遠區(qū)輻射電場垂直分量相互抵消，輻射電場平行于天線表面。

圖1 矩形微帶貼片天線的俯視圖和側視圖Fig.1 The plan view and the side view of rectangular microstrip patch antenna

假設矩形貼片的有效長度設為Le，則有

式（1）中，λg表示導波波長，有

式（2）中，λ0表示自由空間波長；εe表示有效介電常數(shù)，且

式（3）中，εr表示介質的相對介電常數(shù)；h 表示介質層厚度；W 表示微帶貼片的寬度。

2 倒L分支結構三頻天線設計

圖2是本文提出的單極子多頻天線。該天線采用50Ω 微帶線饋電，其天線輻射單元主要由雙C 型結構和加載倒L型結構構成。并且印刷在相對介電常數(shù)為4.4，損耗角正切值為0.02，尺寸大小為20×31×1.6mm3的FR4＿epoxy基板上。通過電磁仿真軟件HFSS 優(yōu)化得出的參數(shù)如下：L =31 mm，W =20mm，L1=8.6mm，L2=13.5mm，L3=7 mm，L4=5mm，Ws=3mm，W1=9mm，W2=5.5mm，S=2.5 mm，S1=1 mm，G=0.5 mm，G1=0.5mm，G2=3mm。

圖2 天線結構圖與實物Fig.2 Geometry of the proposed antenna and photograph of the fabricated antenna

圖3 天線的S11 參數(shù)仿真與實測曲線圖Fig.3 Measured and simulated S11 for the proposed antenna

圖3給出的是天線S11參數(shù)的仿真結果與實測結果。從圖中可以看出，該天線的實測工作頻段為：2.40～2.50 GHz，3.17 ～3.9 GHz，4.67 ～5.83 GHz，實現(xiàn)了對WIMAX 3.5GHz／5.5GHz頻段和WLAN 2.4GHz／5.2GHz／5.8GHz頻段的全覆蓋。

由圖3可知，天線的第一個頻點是由對稱的雙C型輻射單元產生的，第二個頻點是由加載的倒L型輻射單元產生的，而第三個頻點則是由第一個頻點的高次模產生的。該天線采用分支結構，輻射原理簡單，有效地實現(xiàn)天線的多頻段特性，并且實現(xiàn)結構上的簡化。

3 仿真結果與分析

3.1 天線電流表面分布

圖4 所示為該天線在2.56 GHz、3.49 GHz、5.45GHz的電流分布情況。由圖可知，在不同的諧振模式下，天線的表面電流分布完全不同。在2.56 GHz處，天線表面電流從饋電端口出發(fā)，主要集中在雙C型輻射單元的內邊沿，其電流路徑長度可表示為Lf-L+Wg／2+L1+W1+L4=46.4mm，約為2.55GHz對應波長的0.25倍（四分之一波長諧振），由此表明，2.55GHz諧振模式主要由雙C型輻射單元產生。

圖4 天線電流表面分布圖Fig.4 Simulated surface current distributions of the designed antenna

在3.46GHz處，天線表面電流大部分分布在倒L型分支結構。該天線在3.46GHz周圍獲得較寬的工作頻段，以滿足3.5GHz WiMAX的應用需求。在5.45GHz處，天線的表面電流主要集中在雙C型輻射單元的頂部彎曲部分，由此可見，該諧振點主要由雙C型輻射單元的高次模產生，進而獲得寬頻帶特 性（5.1 ～6.0 GHz），以 滿 足5.2／5.8 GHz WLAN 和5.5GHz WiMAX 的應用需求。

3.2 參數(shù)分析

為了更好地分析天線的輻射性能，本文分別給出了天線參數(shù)Ws，G2，S1對S11參數(shù)的影響。由于饋線對天線性能影響較大，故首先分析了饋線寬度Ws對天線S11參數(shù)的影響。如圖5所示，隨著饋線寬度Ws逐漸變寬，天線在三個頻點處的阻抗匹配變好，但是天線在高頻段的帶寬變窄。當Ws=3mm 時，天線在三個工作頻段范圍內其性能達到最優(yōu)。圖6給出了天線C型輻射單元參數(shù)G2對S11參數(shù)的影響，從圖中可以看出，隨著天線參數(shù)G2從1mm 變化到3mm，天線的三個頻點向著高頻方向移動。當G2=3mm 時，天線的三個頻段能夠滿足設計要求。

如圖7所示，隨著參數(shù)S1的增加，天線的第一個頻點升高，而其他頻點基本上不變。這是由于第一個頻點是由雙C型輻射單元產生的，當S1增加時，雙型C型輻射單元的有效電長度相對減小，從而導致了天線的頻點升高。

圖5 參數(shù)Ws 對S11 的影響Fig.5 Simulated S11for the proposed antenna with different Ws

3.3 天線輻射特性與增益

圖8 所示的是天線的增益圖，從圖中可見，在2.40～2.70GHz、3.30～3.80GHz、5.10～5.90 GHz頻率范圍內，仿真的平均增益分別為1.39dB、1.12dB、2.13dB。圖9給出了天線在2.55GHz，3.45GHz，5.45GHz處E 面（y-z 平面）和H 面（x-z 平面）的輻射方向圖。從圖中可以看出該天線呈現(xiàn)出單極子天線的輻射特性，即在E 面，方向圖呈現(xiàn)“8”字型，在H 面呈現(xiàn)全向性，說明此天線具有良好的輻射特性。

圖6 參數(shù)G2對S11的影響Fig.6 Simulated S11for the proposed antenna with different G2

圖7 參數(shù)S1對S11的影響Fig.7 Simulated S11for the proposed antenna with different S1

圖8 天線增益圖Fig.8 simulated peak gain

圖9 天線的輻射方向圖Fig.9 simulated radiation patterns

4 結論

本文在雙C型天線的結構基礎上，采用加載倒L型分支結構的方法，實現(xiàn)了天線的小型化以及多頻特性。天線的尺寸僅為20×31×1.6mm3，實現(xiàn)了小型化。仿真結果表明天線的工作頻段為2.38-2.69GHz，3.29～3.9GHz，5.07～6.0GHz，由于加工存在誤差，最后天線的實測結果為2.40～2.50 GHz，3.17～3.90GHz，4.67～5.83GHz，能夠有效滿足WLAN 的大部分頻段及WIMAX 全部要求的工作頻帶范圍。本文通過對天線的回波損耗、表面電流、天線的輻射方向圖和增益等研究可知，該天線具有體積小、結構簡單、輻射特性良好，適合于無線通信系統(tǒng)的應用。

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