衛(wèi)星通信地面終端射頻一致性測試及仿真分析

王碩 王兵 李昌華 鄒光南

（航天恒星科技有限公司，北京 100086）

1 引言

地面通信系統(tǒng)受地理環(huán)境和運(yùn)營成本等因素的制約，存在許多覆蓋盲區(qū)，衛(wèi)星通信系統(tǒng)是地面通信系統(tǒng)的一種有效的、必要的補(bǔ)充。衛(wèi)星通信系統(tǒng)可分為地球靜止軌道（GEO）系統(tǒng)和非地球靜止軌道（Non-GEO）系統(tǒng)［1］，目前在運(yùn)行的Non-GEO 系統(tǒng)有銥星（Iridium）、全球星（Globalstar）和軌道通信衛(wèi)星（Orbcomm）系統(tǒng)等，GEO 系統(tǒng)包括國際移動(dòng)衛(wèi)星（Inmarsat）、瑟拉亞（Thuraya）衛(wèi)星、亞洲蜂窩衛(wèi)星（ACeS）等。GEO 系統(tǒng)相對于Non-GEO 系統(tǒng)具有用戶密度高、成本低、系統(tǒng)效率高等優(yōu)點(diǎn)，因而成為當(dāng)前研究的熱點(diǎn)［2］。

射頻一致性測試是通信終端在商用之前的一個(gè)非常重要的測試，射頻部分的優(yōu)劣直接決定終端的性能。例如，終端發(fā)射功率過高，會(huì)給其他用戶帶來干擾，經(jīng)常地高功率發(fā)射會(huì)帶來終端發(fā)熱和待機(jī)時(shí)間短等問題。目前，國內(nèi)外對大部分無線和地面蜂窩標(biāo)準(zhǔn)的一致性測試進(jìn)行了充分的研究［3-5］，但對衛(wèi)星通信地面終端的射頻一致性研究還存在許多不足。

本文針對衛(wèi)星通信地面終端，研究了其物理層，包括基帶處理和發(fā)射機(jī)射頻指標(biāo)及其測試算法，并利用MATLAB和ADS軟件進(jìn)行了仿真，通過對不同參數(shù)設(shè)置下仿真結(jié)果的分析，指出了影響終端發(fā)射機(jī)射頻指標(biāo)的因素，并對進(jìn)一步開展研究工作提出了建議。

2 通信體制

2．1 概述

本文研究的衛(wèi)星通信系統(tǒng)采用頻分多路復(fù)用（FDM）／時(shí)分多址（TDMA）多址方式，衛(wèi)星到地面用戶終端（User Terminal，UT）的下行（前向）射頻載波和終端到衛(wèi)星的上行（回傳）射頻載波是成對的，根據(jù)業(yè)務(wù)需求、頻率重用和可用頻譜的協(xié)調(diào)，射頻載波被配置到每個(gè)波束。當(dāng)給波束分配載波時(shí)，最小的可分配單元稱子帶（subband）。任何子帶都可以分配給任何波束，與波束的位置無關(guān)。一個(gè)載波可以專門用于控制信道，也可以由業(yè)務(wù)信道和控制信道共用。

信號(hào)在物理層以TDMA 幀的形式進(jìn)行傳輸，幀格式包括巨幀（hyperframe），超幀（superframe），復(fù)幀（multiframe），幀（frame）和時(shí)隙（timeslot）［6］。

終端信號(hào)發(fā)送部分的處理流程包括基帶處理、調(diào)制和發(fā)射三部分，其中，基帶處理部分包括CRC、卷積編碼、交織、加擾、復(fù)用、加密和突發(fā)格式化，發(fā)射部分包括發(fā)射機(jī)和天線，如圖1所示。

圖1 終端發(fā)送部分框圖Fig．1 Block diagram of the terminal’s transmitting part

2．2 基帶處理

對衛(wèi)星信號(hào)而言，基帶處理的目的主要有：

（1）實(shí)現(xiàn)多路復(fù)用。將一個(gè)地面站的多個(gè)信息源，通過基帶處理，變成單一的基帶信號(hào)波形，可以采用的復(fù)用方式有FDM、時(shí)分復(fù)用（TDM）和碼分復(fù)用（CDM）。

（2）射頻調(diào)制的需要。數(shù)字信號(hào)需要插入導(dǎo)頻信號(hào)、獨(dú)特字等，獨(dú)特字用于解決調(diào)制產(chǎn)生的相位模糊問題。

（3）進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換與編碼，包括信源編碼和信道編碼。

本文研究的衛(wèi)星通信系統(tǒng)的基帶處理過程包括：CRC、卷積編碼、交織、加擾等。

（1）CRC：是一類重要的線性分組碼，因其編碼和解碼的方法簡單、檢錯(cuò)糾錯(cuò)能力強(qiáng)而被廣泛應(yīng)用于許多領(lǐng)域以實(shí)現(xiàn)差錯(cuò)控制。本文研究的系統(tǒng)中采用16位CRC，其生成多項(xiàng)式如下：

式中：D為移位寄存器。

（2）卷積編碼：是可以用于對抗衰落和噪聲的一種重要的信道編碼［7］。由碼率分別為1／2、1／3、1／4和1／5的卷積碼通過刪余（Puncture）可得到不同編碼速率的刪余卷積碼，以適應(yīng)不同的邏輯信道數(shù)據(jù)塊長度。

（3）交織：包括突發(fā)內(nèi)交織和突發(fā)間交織。突發(fā)內(nèi)交織把編碼數(shù)據(jù)塊映射到一個(gè)N×8矩陣（N與信道和編碼比特?cái)?shù)有關(guān)），使用偽隨機(jī)排列將列互換，然后將數(shù)據(jù)塊按列讀出。經(jīng)過列交換之后，矩陣元素（i，j）變?yōu)椋╥，jp），i為矩陣的行索引，j、jp為矩陣的列索引，其中jp＝（j×5）mod8，mod為取模運(yùn)算。

突發(fā)間交織是把突發(fā)內(nèi)交織器的輸出突發(fā)L送至突發(fā)間交織器，它與之前到達(dá)的M-1個(gè)突發(fā)存儲(chǔ)在M×K的數(shù)組中（M為交織深度，K為突發(fā)內(nèi)比特?cái)?shù)）。

（4）加擾：加擾器將輸入比特流與二進(jìn)制偽隨機(jī)序列進(jìn)行逐位模2加，目的是將輸出比特流中0和1的數(shù)目隨機(jī)化，加擾器同時(shí)可作為解擾器。

2．3 調(diào)制

射頻調(diào)制的目的是實(shí)現(xiàn)多址通信，充分利用衛(wèi)星轉(zhuǎn)發(fā)器的帶寬和功率，增強(qiáng)對衛(wèi)星信道的抗干擾能力。本系統(tǒng)對突發(fā)進(jìn)行調(diào)制后的符號(hào)速率為23．4ksymbol／s，符號(hào)周期T為1／23．4 ms。調(diào)制方式使用加復(fù)擾碼的四相相移鍵控（QPSK），相對于常用的QPSK 調(diào)制方式可以較好地改善調(diào)制信號(hào)的峰均比，提高放大器的功率效率，減少帶外功率輻射［8］。成型濾波器使用滾降因子為0．35的根升余弦（RRC）濾波器。其頻率響應(yīng)H（f）如下：

其沖激響應(yīng)h（t）是H（f）的傅里葉逆變換，如下：

式中：t為時(shí)間。

3 終端發(fā)射機(jī)指標(biāo)及測試算法

典型的無線發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)主要由上變頻器、濾波器和功率放大器組成，上變頻器用于將基帶調(diào)制后的信號(hào)變換到系統(tǒng)所使用的射頻頻率上，濾波器用于保證發(fā)射信號(hào)占用的帶寬在系統(tǒng)分配給自身的信道內(nèi)，功率放大器使射頻信號(hào)按照規(guī)定的功率進(jìn)行發(fā)送。上述器件的性能將會(huì)直接影響終端發(fā)射機(jī)的射頻指標(biāo)，下面分別討論誤差矢量幅度、占用帶寬和鄰道干擾三項(xiàng)射頻一致性測試的主要指標(biāo)及相應(yīng)的測試算法。

3．1 誤差矢量幅度

誤差矢量幅度（EVM）是一種全面衡量信號(hào)幅度誤差和相位誤差的指標(biāo)。在星座圖上，誤差矢量很清楚的反映了由調(diào)制器不平衡、相位噪聲、放大器的非線性、非理想濾波器等引起的信號(hào)損傷［9］，可以通過比較測量信號(hào)矢量Z和理想?yún)⒖夹盘?hào)矢量R得到的誤差矢量E來得到，如圖2所示。其中，測量信號(hào)矢量與理想信號(hào)矢量之間的幅度差即為幅度誤差，它們之間的夾角即為相位誤差，它們之間的矢量差即為誤差矢量。而且，EVM 只依賴于矢量調(diào)制信號(hào)的變換過程［10］，與調(diào)制的制式（星座圖的形狀）無關(guān)，這個(gè)特點(diǎn)使其在矢量調(diào)制信號(hào)的研究中占有重要地位。

歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)協(xié)會(huì)（ETSI）關(guān)于衛(wèi)星通信系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)中對調(diào)制精度的要求為：整個(gè)突發(fā)信號(hào)的均方根誤差矢量幅度（EVM）低于9%。均方根EVM的計(jì)算方法如下：

觀測一個(gè)理想發(fā)射機(jī)通過一個(gè)理想RRC 接收濾波器后在每個(gè)符號(hào)最佳采樣時(shí)間得到的序列（對于QPSK）為

式中：SR是參考符號(hào)的位置，k＝0，1，…，39N，｜S（k）｜＝1，B（k）＝0，1，2，3，e為指數(shù)函數(shù)。

QPSK調(diào)制的數(shù)據(jù)符號(hào)d（k）與B（k）值的對應(yīng)關(guān)系見表1。

圖2 誤差矢量幅度Fig．2 Error vector magnitude

表1 QPSK 的B（k）值Table 1 B（k）value of QPSK

設(shè)Z（k）是實(shí)際發(fā)射機(jī)通過理想接收濾波器在k時(shí)刻的復(fù)數(shù)矢量，發(fā)射機(jī)建模為

式中：W＝edr＋jdσ，dσ表示每個(gè)符號(hào)的頻偏（弧度／符號(hào)），dr代表幅度變化率（奈培／符號(hào)）；C0代表載波的初始偏移量；C1是表示隨機(jī)相位和發(fā)射機(jī)輸出功率加權(quán)的一個(gè)復(fù)數(shù)常量；E（k）是采樣值S（k）的殘留誤差矢量。

得到誤差矢量幅度EVM 的計(jì)算流程為：

（1）接收測量信號(hào)Z，根據(jù)接收到的I／Q 數(shù)據(jù)，利用獨(dú)特字（unique word）相關(guān)找到突發(fā)的起始位置。

（2）對接收到的測量信號(hào)Z進(jìn)行修正，修正方式及順序?yàn)椋?/p>

Z→Z（k）W-k，去頻率偏差的影響。

Z→Z（k）-C0，去直流偏移量的影響。

Z→去初始相位的影響。

（3）利用修正后的測量信號(hào)Z恢復(fù)參考信號(hào)，將測量信號(hào)采樣點(diǎn)映射到QPSK 調(diào)制的星座圖，根據(jù)相位和幅度信息找到最接近的標(biāo)準(zhǔn)點(diǎn)，該標(biāo)準(zhǔn)點(diǎn)就是對應(yīng)的參考信號(hào)點(diǎn)。

（4）計(jì)算誤差矢量幅度EVM，由于最佳采樣點(diǎn)數(shù)據(jù)在星座圖上最為集中，調(diào)制質(zhì)量最好，所以在最佳采樣點(diǎn)計(jì)算出來的EVM 值更接近真實(shí)值。

平方誤差矢量之和為

式中：C0，C1和W選擇使表達(dá)式最小的值用于計(jì)算每一個(gè)符號(hào)的矢量誤差，MAX 和MIN 是所測量突發(fā)的最后一個(gè)和第一個(gè)最大有效值點(diǎn)。

3．2 占用帶寬

占用帶寬（OBW）是為了驗(yàn)證用戶終端（UT）的發(fā)射功率是否集中在主信道上，如果超出主信道范圍會(huì)對其他用戶的使用造成干擾。其定義為在所分配的信道頻率為中心的發(fā)射頻譜內(nèi)，包含總發(fā)射功率99%時(shí)所對應(yīng)的頻帶寬度。本系統(tǒng)要求的符號(hào)速率為23．4ksymbol／s，占用帶寬應(yīng)小于31．25kHz。

占用帶寬的計(jì)算方法如下：

（1）在發(fā)射載波中心頻率-100kHz至發(fā)射載波中心頻率＋100kHz的帶寬上測試功率譜分布，通過線性積分求和的方法計(jì)算出其總功率；

（2）從載波中心頻率-100kHz頻帶向中心頻率逐點(diǎn)積分求和，直到功率達(dá)到總功率的0．5%，相應(yīng)的確定為最低頻率點(diǎn)；

（3）從載波中心頻率＋100kHz頻帶向中心頻率逐點(diǎn)積分求和，直到功率達(dá)到總功率的0．5%，相應(yīng)的確定為最高頻率點(diǎn)；

（4）占用帶寬＝最高頻率值-最低頻率值。

3．3 鄰道干擾

由于發(fā)送信號(hào)具有突發(fā)特性，調(diào)制過程和功率開關(guān)瞬態(tài)會(huì)在鄰近信道產(chǎn)生干擾。鄰道干擾通過鄰道泄漏比（Adjacent Channel Leakage Ratio，ACLR）來衡量。平均功率由占突發(fā)激活部分的70%的瞬態(tài)功率平均值表示，對于第一、第二和第三鄰近信道，應(yīng)至少在200個(gè)突發(fā)脈沖上計(jì)算平均值，而對于第四和之后的其他鄰近信道，應(yīng)至少在50個(gè)突發(fā)脈沖上計(jì)算平均值。

本文研究由調(diào)制過程產(chǎn)生的鄰道干擾，標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定由調(diào)制產(chǎn)生的鄰道功率相對值不應(yīng)超過表2 所示［6］。發(fā)射功率的測量使用滾降系數(shù)為0．35，帶寬為23．4kHz的RRC 濾波器，中心頻率為相應(yīng)鄰道的中心頻率。

表2 調(diào)制產(chǎn)生的鄰道干擾Table 2 Adjacent channel interference due to modulation

鄰道泄漏比的測試過程如下：

（1）用RRC濾波器測量工作信道的平均功率；

（2）依次測量第一、第二、第三和第四個(gè)低頻相鄰信道及高頻相鄰信道的平均功率；

（3）用相鄰信道的平均功率（dB值）減去工作信道的平均功率（dB值）來計(jì)算ACLR。

4 仿真分析

本文采用MATLAB 和ADS軟件聯(lián)合進(jìn)行仿真，由MATLAB 仿真基帶信號(hào)生成和處理過程，ADS用于仿真發(fā)射機(jī)的射頻指標(biāo)。根據(jù)圖1 的處理流程建立衛(wèi)星地面終端的發(fā)射機(jī)仿真平臺(tái)。仿真參數(shù)見表3。

表3 仿真參數(shù)Table 3 Simulation parameters

4．1 調(diào)制信號(hào)的星座圖

在ADS仿真原理圖中添加TKXYplot模塊，可以觀察到經(jīng)過低通升余弦濾波和加性高斯白噪聲AWGN 信道之后的信號(hào)的星座圖，如圖3所示。由于噪聲的影響，星座圖的采樣點(diǎn)在理想點(diǎn)附近波動(dòng)，通過圖3可以看出，軌跡是初始相位為π／4的QPSK信號(hào)。

圖3 調(diào)制信號(hào)的星座圖Fig．3 Constellation of modulated signal

4．2 發(fā)射信號(hào)的頻譜

圖4是經(jīng)過16倍速上采樣、RRC濾波和上變頻之后的發(fā)射信號(hào)頻譜圖，其中心頻率為1．634 5GHz，符號(hào)速率為23．4ksymbol／s。從圖4可以看出該發(fā)射信號(hào)的效果很理想。利用ADS中的功率譜計(jì)算函數(shù)求得發(fā)射信號(hào)的功率為30．039dBm，與仿真中設(shè)置的30dBm 基本一致，說明搭建的仿真系統(tǒng)準(zhǔn)確度較高。圖5給出了一幀的時(shí)間長度中最大發(fā)射功率的變化曲線，可以通過設(shè)置仿真平臺(tái)中放大器增益的值來改善最大功率值，以滿足UT的最大發(fā)射功率要求。

圖4 發(fā)射信號(hào)的頻譜Fig．4 Spectrum of transmitted signal

圖5 最大發(fā)射功率曲線Fig．5 Max output power

4．3 誤差矢量幅度

改變仿真平臺(tái)中上變頻器的射頻帶寬（RF＿BW）參數(shù)，分別設(shè)置為31．25kHz和15kHz，測量相應(yīng)的EVM 值，結(jié)果如表4所示?？梢钥闯?，當(dāng)射頻帶寬為31．25kHz時(shí)，EVM 值僅為6．926%，而ETSI關(guān)于衛(wèi)星通信系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定的EVM 值不超過9%，此時(shí)發(fā)射機(jī)滿足射頻一致性要求［6］；當(dāng)射頻帶寬為15kHz時(shí)，EVM 值已增大到20．331%，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出了標(biāo)準(zhǔn)中的規(guī)定值，此時(shí)調(diào)制信號(hào)的質(zhì)量很差，不能滿足系統(tǒng)要求。在設(shè)計(jì)終端發(fā)射機(jī)時(shí)，要求上變頻器的射頻帶寬達(dá)到31．25kHz，才能保證發(fā)射信號(hào)的質(zhì)量。

表4 誤差矢量幅度仿真結(jié)果Table 4 Simulation results of EVM

4．4 占用帶寬

如表5所示，將放大器飽和功率設(shè)置為50dBm，此時(shí)放大器工作在線性區(qū)，移動(dòng)圖4中m1的位置，使發(fā)射信道帶寬內(nèi)的功率與總功率之比盡可能的接近0．99，這時(shí)得到占用帶寬值為26．45kHz。修改放大器飽和功率為25dBm，此時(shí)放大器工作在非線性區(qū)，用同樣的方法測得發(fā)射信號(hào)的占用帶寬為45．40kHz，已經(jīng)超過了標(biāo)準(zhǔn)要求。由此可知，經(jīng)過非線性器件之后，占用帶寬會(huì)顯著增大，不滿足標(biāo)準(zhǔn)要求，在設(shè)計(jì)終端發(fā)射機(jī)時(shí)，應(yīng)該對放大器進(jìn)行合理設(shè)計(jì)，使其能一直工作在線性區(qū)。

表5 占用帶寬仿真結(jié)果Table 5 Simulation results of OBW

4．5 鄰道干擾

設(shè)置放大器的飽和功率為不同值分別進(jìn)行仿真，根據(jù)3．3 節(jié)所述計(jì)算方法，分別測量主信道和4個(gè)相鄰信道的功率，得到鄰道泄漏比，并與表4中的標(biāo)準(zhǔn)值進(jìn)行比較。圖6和圖7分別為當(dāng)放大器飽和功率設(shè)置為50dBm 和20dBm 時(shí)的鄰道泄漏比值。

圖6 放大器工作在線性區(qū)的鄰道泄漏比Fig．6 ACLR when amplifier in linear region

圖7 放大器工作在非線性區(qū)的鄰道泄漏比Fig．7 ACLR when amplifier in nonlinear region

圖6和圖7的橫坐標(biāo)表示距離中心頻率的頻率偏差值，紅色表示鄰道泄漏比的測量值，藍(lán)色折線為ETSI關(guān)于衛(wèi)星通信系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定的鄰道泄漏比限值。通過比較圖6和圖7可知，放大器的非線性對鄰道泄漏比有很大影響，當(dāng)終端工作在非線性區(qū)時(shí)，鄰道泄漏比已經(jīng)超出了限值，將會(huì)對其他信道上的信號(hào)產(chǎn)生較大干擾，降低系統(tǒng)性能。

5 結(jié)束語

本文針對衛(wèi)星通信系統(tǒng)的物理層進(jìn)行了研究，分析了基帶信號(hào)處理過程和發(fā)射機(jī)的射頻指標(biāo)，通過MATLAB和ADS仿真軟件，對發(fā)射機(jī)的誤差矢量幅度、占用帶寬和鄰道干擾進(jìn)行了仿真分析。通過分析比較，當(dāng)上變頻器的射頻帶寬為15kHz（約為載波間隔的一半）時(shí)，發(fā)射信號(hào)的EVM 值約增大了2倍，調(diào)制信號(hào)的質(zhì)量惡化，不再滿足射頻一致性要求。當(dāng)?shù)孛娼K端的發(fā)射功率為30dBm 時(shí)，如果放大器飽和功率為25dBm，發(fā)射信號(hào)的占用帶寬約增加72%，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過了射頻一致性要求；如果放大器飽和功率為20dBm，發(fā)射信號(hào)的鄰道功率顯著升高，將會(huì)對處于相鄰信道上的信號(hào)產(chǎn)生嚴(yán)重干擾，進(jìn)而影響系統(tǒng)容量。總之，放大器工作在非線性區(qū)會(huì)對占用帶寬和鄰道干擾有較大影響，使發(fā)射機(jī)不滿足射頻一致性要求。上述結(jié)論對于研究和設(shè)計(jì)衛(wèi)星通信地面終端具有較大的借鑒意義，未來可以繼續(xù)改進(jìn)該發(fā)射機(jī)仿真平臺(tái)，對發(fā)射機(jī)的其他射頻指標(biāo)如功率時(shí)間關(guān)系、雜散發(fā)射等進(jìn)行仿真。同時(shí)，利用軟件無線電思想，基于虛擬儀器研究和開發(fā)衛(wèi)星通信地面終端的射頻一致性測試平臺(tái)也具有很好的發(fā)展前景，是未來終端射頻一致性測試的工作方向。

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