基于雙頻PFM控制模式的升壓式DC-DC變換器

常昌遠(yuǎn) 陳瑤 李俊 朱銘強

(東南大學(xué)集成電路學(xué)院，南京 210096)

近年來，隨著便攜式電子產(chǎn)品的不斷發(fā)展，人們對開關(guān)電源的要求進一步提高，提高效率以延長使用時間成為DC-DC變換器的熱點研究方向［1-2］.脈寬調(diào)制 PWM 與脈頻調(diào)制 PFM 是 DCDC變換器中使用較為普遍的2種控制方式.為了保證在重載時正常工作，PWM控制方式必須采用較高的頻率，但在輕載情況下，高的工作頻率會導(dǎo)致效率低下；而便攜式電子產(chǎn)品大部分時間都工作在輕載狀態(tài)或待機狀態(tài).為了有效增加電池使用時間，DC-DC變換器中更多使用的是PFM控制方式.常見的PFM 調(diào)制模式包括強制PFM 模式［3］、Burst模式［4］、Skip 模式［5］等.其缺點在于，負(fù)載范圍窄，輸出紋波大，且其工作頻率是連續(xù)變化的，頻譜峰值沒有規(guī)律，從而會產(chǎn)生較大的電磁干擾［6］.

在傳統(tǒng)的PWM和PFM基礎(chǔ)上，本文設(shè)計了一種采用雙頻控制方式的DC-DC變換器.這種控制方式可提供2個工作頻率，通過檢測負(fù)載的變化，使電路在這2個頻率之間切換，從而穩(wěn)定輸出電壓.這種控制方式克服了PWM在輕負(fù)載時效率低的缺點，且與傳統(tǒng)的PFM相比，頻譜峰值分布有規(guī)律，有效降低了EMI［7］，便于后續(xù)濾波器的設(shè)計.

1 設(shè)計原理

雙頻PFM控制電路的示意圖見圖1.圖中，Vout，Vref分別為輸出電壓和參考電壓.選用誤差比較器和PFM控制器來對振蕩器進行控制，從而在振蕩器中產(chǎn)生2個振蕩頻率.誤差比較器檢測輸出電壓，根據(jù)負(fù)載情況，選擇不同的充電電容，以產(chǎn)生不同頻率的控制信號.PFM控制器則根據(jù)輸出的紋波電壓來實現(xiàn)跨周期控制.因此，誤差比較器的輸出信號和PFM控制電路的輸出信號共同決定了振蕩器的輸出信號CLK［8］.

圖1 雙頻PFM控制電路

設(shè)雙頻PFM選取的2個頻率為fH和fL(fH＞fL)，對應(yīng)的工作周期分別為TH和TL(TH＜TL).由于PFM的導(dǎo)通時間Ton是固定的，因此這2個頻率分別對應(yīng)2個不同的占空比DH和DL(DH＞DL).當(dāng)系統(tǒng)工作在重載時，輸出電壓低于設(shè)定輸出值的下限，雙頻PFM調(diào)制方式選擇高頻脈沖信號，對應(yīng)于大占空比DH.而當(dāng)系統(tǒng)工作在輕載時，輸出電壓高于設(shè)定輸出值上限，雙頻PFM調(diào)制方式選擇低頻脈沖信號，對應(yīng)于小占空比DL，從而使輸出電壓穩(wěn)定.當(dāng)系統(tǒng)工作在中載(即輸出電壓處于中間狀態(tài))時，選擇2個頻率的不同組合來穩(wěn)定輸出電壓.設(shè)功率開關(guān)管以頻率fH工作n個周期后，又以頻率fL工作m個周期.定義雙頻脈沖頻率調(diào)制方式下的等效占空比De為［1］

由式(1)可知，0≤M≤1，且隨著m/n的不斷變大，M 趨近于 1.當(dāng)M=0時De=DH，此時電路的工作頻率為 fH.當(dāng)0＜M ＜1 時，DL＜De＜DH，雙頻PFM調(diào)制方式則會選擇不同的頻率組合，電路的等效工作頻率在fH和fL之間.當(dāng)M=1時，De=Dm，此時電路的工作頻率為fL.因此，M 越大，電路工作在低頻fL的時間越多.

假設(shè)功率管工作在開關(guān)條件下，在每一個周期的導(dǎo)通和關(guān)斷瞬間，由于漏極電流Id和漏源電壓Vds有交疊部分，功率開關(guān)管將產(chǎn)生一定的開關(guān)損耗.令每一次開關(guān)損耗均為WSW，功率管產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗為WCON，則總損耗WLOSS=WSW+WCON.

在整個周期TS內(nèi)，雙頻PFM 的轉(zhuǎn)換效率為［4］

式中，Vin為輸入電壓；Ton為功率開關(guān)管的導(dǎo)通時間；fe為等效頻率；L為電感；R為負(fù)載電阻.

PWM的轉(zhuǎn)換效率為

由式(4)和(5)可知，輕載工作(即fe較小)時，由于PWM調(diào)制方式的工作頻率固定，隨著負(fù)載電阻的增大，效率明顯降低.而采用雙頻PFM調(diào)制方式的升壓型 DC-DC變換器的轉(zhuǎn)換效率只與等效頻率有關(guān)，與負(fù)載電阻R無關(guān)，故此時輕負(fù)載下具有較高的效率.由此可知，雙頻PFM調(diào)制方式可有效提高輕載下的效率.

雙頻PFM控制信號以脈沖序列周期進行循環(huán)［9］，其傅里葉變換為［10］

與傳統(tǒng)的PFM調(diào)制方式相比，雙頻PFM控制方式的頻譜不再孤立、分散，它存在大量邊頻，頻譜能量分散到更多的頻率點上，從而使得其離散諧波峰值降低，電磁干擾噪聲水平也隨之降低，故DCDC變換器更容易滿足相應(yīng)的EMI標(biāo)準(zhǔn).

2 電路設(shè)計

2.1 電路架構(gòu)與參數(shù)選取

升壓式PFM控制器的基本結(jié)構(gòu)如圖2所示.

圖2 升壓式PFM控制器的基本結(jié)構(gòu)

為了滿足不同的輸入電壓，在升壓電路中，輸入電壓Vin和輸出電壓Vout的升壓關(guān)系為

式中，Don表示導(dǎo)通占空比.

由式(7)可知，如果要使電路在0.8 V時正常工作，且輸出電壓Vout達到5 V，則Don≥84%，這對應(yīng)于低輸入電壓下的情況.另一方面，由于正常輸入電壓通常在2.5 V以上，故此時Don≥50%.

在實際的雙頻PFM控制方式中，設(shè)置一個低輸入電壓工作頻率fL和一個普通電壓工作頻率fH.主功率開關(guān)管的導(dǎo)通時間Toff為固定值，且fLToff=16%，fHToff=50%.由此可得，fL∶fH=16∶50.

考慮紋波、效率等諸多因素，雙頻振蕩器的2個頻率分別設(shè)置為fL=160 kHz，fH=500 kHz.

2.2 雙頻振蕩器設(shè)計

雙頻振蕩器是PFM控制器中的核心模塊.在DC-DC變換器結(jié)構(gòu)中，振蕩器的振蕩頻率是通過環(huán)形振蕩器產(chǎn)生振蕩頻率來實現(xiàn)的.N級環(huán)形振蕩器的周期可以表示為

式中，CL為負(fù)載電容；βp=μpCOXWp，βn=μnCOXWn，其中μp，μn分別為P，N溝道電子運動的遷移率，COX為單位面積柵極電容，Wp，Wn分別為 PMOS，NMOS管的寬長比.

這種環(huán)形振蕩器可近似等效為一個RC網(wǎng)絡(luò).要改變振蕩器的振蕩頻率，就需要改變其等效的電阻值或電容值；集成電路中最容易實現(xiàn)的是改變電容值.在實際電路中，可以通過選擇并聯(lián)1個電容的方法來切換工作頻率.

圖3為振蕩器的實際電路.由圖可知，2個電容C1和C2是并聯(lián)的，且C1較大.EN2是外接的檢測電平，控制著C1.

圖3 雙頻振蕩器實際電路

EN2信號通過檢測負(fù)載電流得到.當(dāng)EN2為低電平時，C1導(dǎo)通，從而與C2并聯(lián)，故等效電容為C1+C2；當(dāng)EN2為高電平時，等效電容為C2.負(fù)載電流越大，EN2信號關(guān)斷的時間越長，C2單獨充電的時間也越長，所以高頻率的方波越多.EN3信號通過檢測輸出電壓Vout得到.當(dāng)EN3為低電平時，電路的CLK信號只輸出低電平，相當(dāng)于跳周期.假定輸出電壓Vout=5 V，當(dāng)CLK輸出方波時，Vout不斷升高，超過5 V時，則EN3輸出低電平.由于功率管受PFM控制器控制，仍要繼續(xù)運行一段時間，故Vout仍將繼續(xù)升高一段時間，而后才會下降.

圖4為不同負(fù)載電流If下雙頻振蕩器的仿真輸出波形圖.由圖可知，輕載時，只有低頻輸出.隨著負(fù)載電流的不斷提高，2種頻率的波形同時出現(xiàn)，且高頻段所占比例不斷增加.這是雙頻PFM控制模式獨有的工作方式.

3 版圖設(shè)計與測試

圖4 不同負(fù)載電流下的輸出CLK信號波形

芯片設(shè)計采用方正微電子0.5 μm CMOS工藝.電路的整體版圖見圖5.芯片尺寸為800 μm×640 μm.整體電路中，功率MOS管和控制電路分開布局，控制電路中的使能電路、限流電路均靠近功率MOS管.電阻用于填充控制電路.為了對輸出電壓Vout進行微調(diào)，需要設(shè)置燒鋁接口，與大電阻相連.芯片指標(biāo)通常在應(yīng)用環(huán)境下測試得到.電路的啟動過程見圖6.由圖可知，當(dāng)輸入電壓為3 V時，經(jīng)過50 μs后輸出電壓能夠穩(wěn)定在5 V.

圖5 芯片版圖照片

通過測試來驗證電路是否能夠隨著負(fù)載的變化在雙頻之間進行切換，并保持正常工作.雖然不能直接測試振蕩器信號，但是電路中LX接口輸出的是頻率與振蕩器相同的方波，通過檢測LX接口就可以觀察到振蕩器的頻率變化情況.

圖6 輸入電壓為3 V時的輸出電壓變化曲線

輕載條件下變換器的LX波形見圖7(a).由圖可知，LX方波全部為同一頻率的信號，并未產(chǎn)生變化.由于輸出電壓和LX之間存在1個二極管，故LX端的電壓存在一定壓降.

中載時LX信號的波形見圖7(b).由圖7(b)可知，在原有的低頻信號中出現(xiàn)了一部分高頻信號.重載下LX信號波形見圖7(c).由圖7(c)可知，方波全部由高頻信號構(gòu)成，低頻信號很少.實際測試結(jié)果表明，芯片能夠根據(jù)負(fù)載的變化在雙頻之間切換，輕載下以低頻工作為主，重載下則以高頻工作為主，中載下2種頻率的波形并存.由此說明，電路設(shè)計是有效的.

圖7 LX信號波形

電源轉(zhuǎn)換效率是指電源的輸入功率與輸出功率的比值.負(fù)載電流與轉(zhuǎn)換效率的關(guān)系曲線見圖8.由圖可知，負(fù)載電流為100 mA時轉(zhuǎn)換效率大于80%.

圖8 負(fù)載電流與轉(zhuǎn)換效率的關(guān)系

芯片的實際測試結(jié)果見表1.表中，典型轉(zhuǎn)換效率是在輸入電壓為3.6 V且負(fù)載電流為50 mA時得到的.

表1 芯片測試結(jié)果

4 結(jié)語

本文設(shè)計了一種基于雙頻PFM控制模式的升壓式DC-DC變換器.首先選定2個固定的頻率點，通過檢測負(fù)載的變化，使得輕載或重載時變換器工作在其中的1個頻率下，而中載時則選擇2個頻率的不同組合來穩(wěn)定輸出電壓.基于方正微電子0.5 μm CMOS工藝設(shè)計，并使用Cadence工具進行模擬和版圖設(shè)計.測試結(jié)果表明，系統(tǒng)的典型轉(zhuǎn)換效率達到83.2%，芯片實際性能達到設(shè)計要求.由于這種控制方式只需產(chǎn)生2個頻率，因此其頻譜峰值更有規(guī)律，便于后續(xù)濾波器的設(shè)計.本質(zhì)上來說，本設(shè)計充分利用了傳統(tǒng)PWM和PFM的各自優(yōu)點，然而如何均衡效率與EMI性能，進行電路優(yōu)化設(shè)計，則有待進一步深入研究.

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