寬帶8PSK解調(diào)高速數(shù)傳接收機設(shè)計?

劉景元

（中國西南電子技術(shù)研究所，成都610036）

寬帶8PSK解調(diào)高速數(shù)傳接收機設(shè)計?

劉景元??

（中國西南電子技術(shù)研究所，成都610036）

受衛(wèi)星信道熱噪聲、多普勒、畸變影響，傳統(tǒng)八進制相位鍵控（8PSK）接收機性能不佳，速率不高，較少應(yīng)用于航天測控通信系統(tǒng)。針對這一問題，設(shè)計并實現(xiàn)了一種基于FPGA的航天測控系統(tǒng)寬帶8PSK解調(diào)高速數(shù)傳接收機，采用Gardner算法實現(xiàn)時鐘恢復(fù)，利用基于最大似然估計的鑒相算法完成載波同步，并用分?jǐn)?shù)間隔的并行恒模均衡算法提高接收性能。該技術(shù)已應(yīng)用于某接收系統(tǒng)并實現(xiàn)了600 Mb/s 8PSK信號解調(diào)，誤碼率在1×10－3～1×10－8之間時，解調(diào)損失與理論值不超過2 dB。寬帶8PSK解調(diào)高速數(shù)傳接收機可為我國二代中繼系統(tǒng)提供支持。

測控通信系統(tǒng)；高速數(shù)傳接收機；8PSK解調(diào)；載波同步；定時恢復(fù)；恒模均衡；TDRSS

1 引 言

8PSK是多進制移相鍵控中最簡單的一種，在相同的帶寬條件下，8PSK的信息傳輸速率是QPSK的1.5倍，可以更加有效地利用有限的頻帶資源。隨著地球探測衛(wèi)星的不斷增加，空間數(shù)據(jù)傳輸?shù)念l帶日趨擁擠?？臻g數(shù)據(jù)系統(tǒng)咨詢委員會（CCSDS）針對此要求提出8PSK等高效率調(diào)制標(biāo)準(zhǔn)［1］。我國第一代中繼星系統(tǒng)采用BPSK、QPSK調(diào)制體制，隨著中繼用戶終端數(shù)量的快速增長以及對傳輸帶寬的更高要求，在二代中繼衛(wèi)星系統(tǒng)建立時，提出了8PSK高效調(diào)制體制的需求［2－3］。

完整的8PSK解調(diào)高速數(shù)傳接收機需要解決匹配濾波、載波同步、符號定時同步等問題［4］，在帶限非線性衛(wèi)星信道中，8PSK的性能遠(yuǎn)沒有在AWGN條件下那樣樂觀，且8PSK系統(tǒng)較之QPSK抵抗AM/AM和AM/PM失真的能力較弱［5］，必須設(shè)計算法消除信道畸變引起的影響。8PSK解調(diào)高速數(shù)傳接收機還要解決算法的并行實現(xiàn)問題。

文獻［6］研究了窄帶條件下的8PSK解調(diào)技術(shù)，尚未對整個解調(diào)環(huán)路的指標(biāo)進行分析。文獻［7］提出一種非鎖相環(huán)方式的載波頻率相位估計方法，該同步載波不理想帶來的信噪比損耗約為0.5 dB。文獻［8］提出一種易于高速實現(xiàn)的LMS算法和有利于提高接收機性能的分?jǐn)?shù)間隔和判決反饋均結(jié)構(gòu)，設(shè)計出了一種高性能盲均衡器。目前可見文獻主要解決的問題還是算法研究或?qū)δ巢糠值膶崿F(xiàn)，沒有解決中繼衛(wèi)星高速寬帶8PSK解調(diào)接收機的整機設(shè)計問題，也沒有對解調(diào)性能進行分析。

本文首先對寬帶8PSK信號的解調(diào)方案及信號處理流程進行整體介紹，然后針對方案中3個主要環(huán)節(jié)，即載波恢復(fù)、定時恢復(fù)以及均衡方法進行了分析，對所涉及各環(huán)節(jié)進行了仿真。最終，記錄了硬件實驗平臺對信息速率達600 Mb/s的8PSK信號的解調(diào)性能。本文設(shè)計的8PSK解調(diào)接收機在實驗室環(huán)境下測試了中頻閉環(huán)解調(diào)性能，為中繼星后續(xù)工程奠定了基礎(chǔ)。

2 寬帶8PSK信號解調(diào)流程

寬帶8PSK解調(diào)接收機的結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。

圖1 8PSK解調(diào)接收機原理框圖

解調(diào)接收機分模擬處理和數(shù)字處理，模擬部分主要完成輸入信號的前期處理，主要由中頻濾波器、正交下變頻、頻綜等部件組成，它接收中頻輸入信號，輸出兩路正交基帶信號；數(shù)字處理部分主要由FPGA實現(xiàn)，它包括一個多相結(jié)構(gòu)的濾波器（用于完成基帶信號的匹配濾波）、一個基于Gardner算法的符號定時同步器、一個載波恢復(fù)模塊（用直接判決的最大似然估計鑒相算法（DD-MLE）完成載波恢復(fù)），以及常模均衡器和最小均方誤差均衡器（兩個均衡器用以完成同步后基帶信號的幅度均衡以及相位均衡）。

所有算法均采用并行結(jié)構(gòu)，解決寬帶信號處理吞吐率極高的問題。上述結(jié)構(gòu)的優(yōu)點在于：Gardner位同步方案使得數(shù)字處理的系統(tǒng)時鐘與信息速率保持相關(guān)，簡化匹配濾波、載波恢復(fù)以及均衡算法；在復(fù)基帶信號上先采用恒模均衡算法可降低載波恢復(fù)時的相噪，載波恢復(fù)和相位均衡都用直接判決法可以減少FPGA運算量。

信號處理流程如下：輸入信號首先與本地載波參考相乘，變成IQ兩路基帶信號；兩路基帶信號經(jīng)AD模數(shù)變換后4倍符號速率過采樣，生成數(shù)字基帶信號；匹配濾波器輸出基帶信號碼元反轉(zhuǎn)點與判決點；符號定時同步模塊利用反轉(zhuǎn)點與判決點提取定時誤差，控制DDS生成AD采樣鐘；載波恢復(fù)模塊利用均衡后的判決點提取相位誤差，控制相位旋轉(zhuǎn)模塊完成本地相干解調(diào)；均衡分為兩部分，分別對解調(diào)信號進行幅度均衡與相位均衡。

3 寬帶8PSK信號解調(diào)的關(guān)鍵技術(shù)

3.1 符號定時同步

符號定時同步是接收機最關(guān)鍵的功能之一。接收機不僅必須知道匹配濾波器或相關(guān)器輸出的抽樣頻率，也要知道在每一個符號間隔的什么位置上抽樣。在持續(xù)時間為T的符號間隔內(nèi)，抽樣時刻的選擇稱為定時相位。符號定時同步的穩(wěn)定性直接影響整個系統(tǒng)的性能。因為在接收端檢測和譯碼過程中，需要各種時鐘信號，它們都必須在獲得連續(xù)而準(zhǔn)確的位同步信號的基礎(chǔ)上派生出來。位同步信號中斷就意味著通信中斷。

高速數(shù)傳接收機符號定時同步一般有兩種方案，即定采樣鐘＋內(nèi)插重采樣技術(shù)或者直接采用變采樣率鐘技術(shù)，本設(shè)計采用后者，一個符號周期固定的采樣4個點，其設(shè)計的數(shù)字匹配濾波器的帶寬將自適應(yīng)地根據(jù)碼速率的變化而變化，從而提高信噪比，優(yōu)化解調(diào)器的性能符號。定時同步包括定時誤差估計、誤差環(huán)路濾波和定時誤差校正。方案采用Gardner并行算法提取時鐘誤差，送入位同步環(huán)路濾波器，將得到的頻率控制字壓控高速數(shù)字DDS，3個功能模塊相互配合，完成位同步環(huán)路的功能。

圖2 符號定時同步原理框圖

誤差提取采用基于最大似然估計算法的Gardner定時誤差估計［9］，鑒相公式為

式中，yI是輸入信號，T是碼元周期。該算法在符號發(fā)生極性轉(zhuǎn)換時效果最佳，并且對載波頻率偏移不敏感，廣泛應(yīng)用于PSK的符號同步。它提取濾波后信號的第一個點與第三個點之間的誤差，送入環(huán)路濾波器。

提取的誤差信號送入環(huán)路濾波器。衛(wèi)星通信中，多普勒變化率相對較低，從實現(xiàn)的角度考慮，采用二階環(huán)路，環(huán)路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖3 二階環(huán)路濾波器原理框圖

環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)為

式中，G1＝rd，G2＝rd2，Bl為歸一化環(huán)路帶寬，r為對應(yīng)模擬環(huán)的4倍阻尼系數(shù)。

鑒相輸出的誤差信息通過環(huán)路濾波器控制外部直接數(shù)字頻率綜合器（DDS）產(chǎn)生AD采樣時鐘，與VCO相比，DDS一致性較好。

3.2 載波的捕獲與跟蹤

8PSK調(diào)制信號不含載波分量，通過非線性變換實現(xiàn)載波的捕獲跟蹤，以下以平方非線性變換為例，證明非線性變換會帶來較大的平方損耗。

對疊加噪聲的8PSK信號進行三次平方操作，信號的八次方為一固定常數(shù)，噪聲的八次方后為一各態(tài)歷經(jīng)的零均值隨機過程，用統(tǒng)計平均代替合集平均，三次平方后的方差即為歸一化噪聲功率，繪制平方損耗圖如圖4所示。

圖4 8PSK信號的平方損失

當(dāng)輸入信號信噪比小于10時，八次方輸出信噪比急劇惡化，給載波估計帶來困難，需要選擇其他的非線性處理方法實現(xiàn)載波的估計以及環(huán)路跟蹤。根據(jù)高速數(shù)傳接收機應(yīng)用場景需求，載波的估計與粗捕采用Viterbi非線性頻率估計算法，載波捕獲跟蹤采用基于最大似然估計的直接判決法。這兩種算法在信噪比較低的情況下是有偏估計，但在高速衛(wèi)星通信系統(tǒng)的應(yīng)用范圍內(nèi)，估計性能良好。

假設(shè)接收機已完成了定時同步，接收信號可以表示為

式中，Es為碼元能量，φk為第k個接收符號的相位調(diào)制信息，ωck＋θ為未知的載波相位信息，（k）是k時刻對噪聲（t）的采樣，（t）＝nI（t）＋j nQ（t）是高斯白噪聲，功率譜密度SI（f）＝

Viterbi非線性頻率估計算法主要用于估計MPSK信號的剩余相差，通過改進可以用于估計MPSK的頻差［10］，分為3個步驟：

步驟一：計算輸入采樣點的相位信息：

式中，F(xiàn)（ρn）為有偏估計的修正函數(shù)；

步驟三：緩存數(shù)據(jù)進行FFT運算，獲得頻率估計。

載波的捕獲跟蹤與符號定時同步采用類似的環(huán)路結(jié)構(gòu)，如圖5所示。

圖5 載波捕獲跟蹤原理框圖

DDS受控制產(chǎn)生本地剩余頻差，用于消除基帶信號的剩余載波，消除剩余的基帶信號進入判決鑒相模塊，鑒相用直接判決的最大似然估計法［4］，對輸入信號sk進行直接判：

鑒相公式為

上式鑒相輸出為常規(guī)8PSK信號，若令zk＝sign｛｝，則判決輸出星座圖為π/8-8PSK信號，與發(fā)端星座映射無關(guān)。

解調(diào)采用π/8偏移8PSK信號，各星座點在坐標(biāo)軸上的投影距離較大，只有4種可能的判決值，且基帶信號發(fā)生翻轉(zhuǎn)的概率也較高。不管發(fā)端星座圖做何種星座映射，解調(diào)都可以采用π/8偏移8PSK進行解調(diào)，只需在載波鑒相算法中進行上述設(shè)計即可。

載波捕獲跟蹤環(huán)的環(huán)路濾波器與位同步環(huán)的環(huán)路濾波器設(shè)計方法相同。環(huán)路濾波器輸出為剩余相差，用剩余相差控制數(shù)字頻率綜合器，使它輸出一個與接收信號同頻同相的本地剩余頻差，用于消除輸入信號的剩余載波信息。

3.3 高速均衡設(shè)計

在帶限非線性衛(wèi)星信道中，8PSK的性能遠(yuǎn)沒有在AWGN條件下那樣樂觀，且8PSK系統(tǒng)較之QPSK抵抗AM/AM和AM/PM失真的能力較弱，因此，為了提高8PSK系統(tǒng)在帶限非線性衛(wèi)星信道中的性能，均衡器是必不可少的。

MPSK信號的均衡一般采用最小均方誤差算法（LMS）或常模均衡算法（CMA）［11］，8PSK解調(diào)信號可以使用LMS均衡算法，但是，其多電平特性可能會導(dǎo)致均衡器失效。例如采用DD-LMS，判決器的4個直接判決門限分別選取為－d2＜－d1＜0＜d1＜d2，當(dāng)輸入信號

時，多進制判決器會退化為二進制判決器，均衡器失效。

8PSK信號更適合采用CMA算法進行幅度及相位進行均衡，CMA算法幅度相關(guān)項和相位相關(guān)項的加權(quán)和組成的目標(biāo)函數(shù)為

上式第二項與解調(diào)信號相位無關(guān)，即常模均衡可以位于載波環(huán)之前，用于彌補非線性信道引入的幅度抖動，改善載波跟蹤環(huán)路的性能；第三項使判決值與解調(diào)值之間的均方誤差最小。

在均衡器穩(wěn)定的前提下，w（n）收斂于w0，w0＝w（n）＝w（n－1）＝…＝w（n－K），上式改寫成

通過延遲濾波器系數(shù)，解決了FPGA多流水節(jié)拍與均衡算法之間的矛盾。

4 實驗結(jié)果與結(jié)論

根據(jù)上述方案，設(shè)計完成了信息速率30～600 Mb/s的寬帶8PSK高速數(shù)傳接收機，其輸入信號為1.2 GHz，中頻模擬帶寬400 MHz，具有自動載波捕獲、自動符號同步能力，具有自適應(yīng)盲均衡能力。搭建室內(nèi)中頻閉環(huán)的測試環(huán)境如圖6所示。

圖6 8PSK解調(diào)接收機測試框圖

調(diào)制器采用泰科公司任意波形發(fā)生器（AWG 7112B），它可以產(chǎn)生最高頻率達6GHz的任意波形，噪聲源為Noise PNG7112A，提供2GHz范圍內(nèi)的平坦噪聲。疊加噪聲后的信號定標(biāo)信噪比后送入接收機進行解調(diào)。對解調(diào)信號進行誤碼比對。該實驗環(huán)境實現(xiàn)了中頻閉環(huán)測試，可對接收機自身性能進行評測。經(jīng)測試，信息速率為600Mb/s時誤碼率曲線如圖7所示?？梢?，不同信息速率條件下，誤碼性能相近。

圖7 8PSK解調(diào)測試誤碼率

5 結(jié)論

實驗表明，本文所述寬帶8PSK解調(diào)高速數(shù)傳接收機能實現(xiàn)信息速率達600 Mb/s高速8PSK信號的解調(diào)，Eb/N0在9～16 dB范圍內(nèi)，實際解調(diào)誤碼率與理論解調(diào)誤碼率相差不超過2 dB。

二代中繼衛(wèi)星系統(tǒng)選用8PSK調(diào)制解調(diào)為主要信息傳輸手段，本寬帶8PSK解調(diào)高速數(shù)傳接收機可為其提供支持。

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劉景元（1977—），男，甘肅玉門人，2004年獲碩士學(xué)位，現(xiàn)為工程師，主要研究方向為信號處理與衛(wèi)星數(shù)據(jù)傳輸。

LIU Jing-yuan was born in Yumen，Gansu Province，in 1977.He received the M.S.degree in 2004.He is now an engineer.His research concerns digital signal processing and satellite communication.

Email：liu－jy＠163.com，liu.joel＠gmail.com

Design of a High Data Rate Receiver with W ideband 8PSK Demodulation

LIU Jing-yuan
（Southwest China Institude of Electronic Technology，Chengdu 610036，China）

Because of the thermal noise，large Doppler and intersymbol interference in a satellite communication link，high data rate receiver（HDR）with 8-Phase Shift Keying（8PSK）demodulation isused in tracking and data relay satellite system（TDRSS）.A wideband 8PSK demodulation technology is proposed.The technology employs Gardner algorithm as timing synchronizer，Maximum Likelihood（ML）Decision-Directed（DD）method as phase detector and a fractionally spaced constantmodulus algorithm（FS-CMA）equalization to improve demodulation performance.A receiver based on the technology is implemented by using field programmable gate array（FPGA）and a 600Megabits per second（Mbps）8PSK signal has been tested.According to the theoretical approach，the demodulation loss difference between tested value and theoretical value is less than 2 dBwhen the Bit Error Rate（BER）ranges 1×10－3to 1×10－8.China′s new generation TDRSS can employ the receiver as its wideband 8PSK demodulator.

TT＆C system；high data rate receiver（HDR）；8PSK demodulator；carrier synchronization；timing recovery；constantmodulus equalizer；TDRSS

TN763；V557

A

1001－893X（2013）03－0302－05

10.3969/j.issn.1001－893x.2013.03.015

2012－08－17；

2012－11－15 Received date：2012－08－17；Revised date：2012－11－15

??通訊作者：liu－jy＠163.com，liu.joel＠gmail.com Corresponding author：liu－jy＠163.com，liu.joel＠gmail.com