光伏逆變系統(tǒng)中的ZVS升壓變換器

孟建輝， 付超， 石新春， 王毅

(華北電力大學新能源電力系統(tǒng)國家重點實驗室，河北保定 071003)

光伏逆變系統(tǒng)中的ZVS升壓變換器

孟建輝， 付超， 石新春， 王毅

(華北電力大學新能源電力系統(tǒng)國家重點實驗室，河北保定 071003)

針對兩級式單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的前級電路，研究了一種新型的ZVS(zero voltage switch)Boost升壓變換器電路拓撲。通過增加一個開關管、諧振電感、吸收電容及兩個二極管組成輔助電路，實現(xiàn)了Boost升壓變換器電路中主開關管及所增加的輔助開關管的零電壓導通與關斷，從而減小了系統(tǒng)的開關損耗。分析了ZVS Boost升壓變換器電路拓撲的工作原理，探討了諧振電感與諧振電容、吸收電容的定量關系及選擇條件，對所研究的ZVS Boost電路拓撲進行了軟件仿真與實驗驗證，結果表明該拓撲工作在開關頻率為20 kHz、功率為2.5 kW時，所提出的兩級式單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的整機效率可以達到97.16%。

單相并網(wǎng)逆變器;Boost變換器;軟開關電路;諧振回路;零電壓開關

0 引言

兩級式單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器以其體積小、成本低、效率高等優(yōu)點成為光伏并網(wǎng)逆變器的研究熱點之一［1－3］。采用前級為Boost升壓變換器，后級為橋式逆變電路的兩級式拓撲結構，主要作用一是提升及穩(wěn)定光伏電池輸出的電壓，因為中小功率的光伏系統(tǒng)，太陽能光伏電池的數(shù)量有限，其輸出電壓較低。二是將最大功率跟蹤控制放到前級的升壓電路，簡單實用。

高效率是兩級式單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的一個重要要求。而前級Boost升壓變換器的開關頻率一般為10 kHz以上，其開關損耗對整機系統(tǒng)效率的影響非常大［4－6］。為解決這一問題，近年來國內(nèi)外提出了許多 Boost軟開關的拓撲結構［7－11］，均在一定程度上提高了Boost變換器的轉(zhuǎn)換效率。

針對這一問題，本文研究了一種新型的零電壓開關(zero voltage switch，ZVS)Boost變換器［12－13］。在傳統(tǒng)Boost電路的基礎上增加輔助開關管、諧振電感、吸收電容及續(xù)流二極管組成輔助諧振回路，使主開關管及新增輔助開關管均能實現(xiàn)零電壓的導通與關斷，并將其與H6橋式逆變電路相連，組成所提出的兩級式單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)。最后，通過Saber軟件仿真和樣機試驗對理論分析結果進行了驗證。

1 工作原理

1.1 拓撲結構

圖1所示是本文提出的兩級式單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的整體拓撲結構，其中前級為ZVS Boost升壓變換器，后級為高效率且具備漏電流抑制能力的 H6 橋式拓撲［14－15］。

圖1 兩級式單相光伏并網(wǎng)逆變器電路拓撲結構Fig.1 Circuit topology structure of two-stage single-phase photovoltaic grid-connected inverter

針對后級H6橋式拓撲，文獻［14］、文獻［15］對其進行了詳細的研究，與傳統(tǒng)的橋式拓撲相比，它能夠有效的抑制漏電流的產(chǎn)生，且續(xù)流回路經(jīng)過的器件數(shù)量較少，不經(jīng)過性能較差的體二極管，具有很高的變換效率與可靠性。

本文所研究的前級ZVS Boost升壓變換器，如圖1左邊虛線框中所示。通過增加的輔助開關模塊，主開關管S1和輔助開關管S2能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關。其中輔助開關模塊包括一個輔助開關管(S2)、一個諧振電感(Lr)、一個諧振電容(Cr)、一個吸收電容(C1)、兩個續(xù)流二極管(D2和D3)。此外，增加的輔助回路不會對前級最大功率跟蹤控制造成影響，也不會影響到控制系統(tǒng)的性能［9，11］。本文研究的 ZVS Boost升壓變換器拓撲中用到的主要元器件參數(shù)如表1所示。其中，V為額定電壓，I為額定電流，tr為上升時間，tf為下降時間，trr為反向恢復時間。

表1 ZVS Boost升壓變換器主要元器件參數(shù)Table 1 Main component parameters of ZVS Boost converter

1.2 工作過程分析

本文研究的應用在兩級式單相光伏并網(wǎng)逆變器的ZVS Boost升壓變換器可以被分為9種工作模式，各個工作模式的等效電路如圖2所示。為了簡化所研究變換器的分析過程，本文假設開關器件和無源器件都是理想化的，且輸入電壓和升壓后的電壓沒有波動。圖3表示各種工作模式下一些主要參數(shù)的波形圖。

1)模式1［t0～t1］。t1之前，S1和 S2均沒有導通。電感L1中的能量通過二極管D1傳遞給輸出側(cè)。此時，流過諧振電感Lr的電流是零，諧振電容Cr兩端的電壓等于升壓后的電壓，吸收電容C1兩端的電壓也為零。該工作模式下有

式中:uL1為電感L1兩端的電壓;UPV為ZVS Boost變換器輸入側(cè)的電壓;Udc為升壓后的直流母線電壓。

式中:iL1為流過電感L1的電流;I(t9)為電感L1在t9時刻的電流(下同)。

2)模式2［t1～t2］。t1時刻，輔助開關管 S2導通。S2導通后，Lr的電流從零開始線性增加，D1的電流線性減小。當Lr的電流大小等于L1的電流值時，模式2結束，且此時，D1的電流大小為零。t2時刻，L1的電流減小到其最小值，Lr兩端的電壓為Udc，電流為

式中，iLr為流過諧振電感Lr的電流。

此外，Lr的電流與L1電流相等時所用時間為

3)模式3［t2～t3］。Lr的電流與 L1的電流相等時，二極管D1自然關斷。此時，Lr與Cr開始諧振，Cr通過 Lr、S2開始放電，t3時刻，Cr兩端的電壓為零，諧振過程結束。諧振電感的電流大小為主電感電流與諧振電感電流的和，即

圖2 ZVS Boost升壓變換器工作模式等效電路圖Fig.2 Equivalent circuit schemes of the operation modes in the ZVS Boost converter

4)模式4［t3～t4］。當Cr兩端的電壓減小到零時，S1的體二極管自然導通，Lr的電流流過S2及S1的體二極管，它兩端的電壓幾乎為零，也即S1兩端的電壓為零。此時L1兩端的電壓為UPV，則流過L1的電流為

5)模式5［t4～t5］。模式4中，S1兩端的電壓為零。t4時刻，S1在零電壓下開通，同時，輔助開關管S2關斷。由于吸收電容C1的存在，使得S2兩端電壓升高的速度變慢，即S2可以實現(xiàn)軟關斷。該模式下，諧振電感Lr向C1及Cds充電，直至流過Lr的電流為零，其電流表達式為

6)模式6［t5～t6］。t5時刻，諧振電感Lr的電流下降為零，此時Cds經(jīng)過Lr和S1開始放電，且Lr的電流反向，由于Cds兩端的電壓小于Udc，因此其電流幅值大小比t2到t3階段增加的電流值略小。

7)模式7［t6～t7］。當Cds兩端的電壓下降到零時，S2的體二極管自然導通，Lr的電流經(jīng)S1和S2的體二極管構成回路。此時，S1兩端的電壓幾乎為零，則主電感L1的電流為

圖3 主要參數(shù)波形圖Fig.3 The waveforms diagram of main parameters

8)模式 8［t7～t8］。t7時刻，S1在零電壓下關斷，此時Lr中的能量向Cr轉(zhuǎn)移，Cr兩端的電壓在兩個電感的作用下逐漸上升，C1中的能量經(jīng)過D3傳遞給輸出側(cè)，一定程度上實現(xiàn)了無損吸收。

9)模式9［t8～t9］。t9時刻，Lr中的電流下降為零，C1中的能量完全傳遞給輸出側(cè)。此時有

2 關鍵參數(shù)選擇

在本文研究的ZVS Boost軟開關電路中，關鍵的參數(shù)有:諧振電容Cr、諧振電感Lr及吸收電容C1。在這些參數(shù)的選擇上主要考慮主開關管、主二極管及輔助開關管的軟開關條件。

2.1 諧振電容Cr

諧振電容Cr的選擇主要考慮主開關管S1的零電壓導通過程。從模式2開始到模式3結束，所用的時間應該保證至少小于輔助開關管S2導通的時間，其中諧振電感Lr的電流從零逐漸增加到與主電感L1電流值相等的時間為

諧振電感Lr與諧振電容Cr的諧振時間為四分之一的諧振周期［11］，即

假設輔助開關管S1導通的時間是0.1T，則由下式成立

2.2 諧振電感Lr與吸收電容C1

模式5期間，假設此時Lr與C1、Cds的諧振時間為0.02T，諧振電感Lr向吸收電容C1和輔助開關管的輸出電容Cds充電，則需滿足吸收電容兩端的電壓不大于Boost升壓變換器的輸出電壓，即下列表達式成立

選擇諧振電感Lr與吸收電容的數(shù)值時需要考慮下面3個因素:(1)限制輔助開關管的電流上升速率及電壓上升速率，從而降低輔助開關管的開關損耗;(2)降低主二極管的反向恢復時間，從而降低由于反向恢復電流引起的損耗;(3)降低輔助諧振回路的諧振時間，從而降低諧振損耗。

根據(jù)上面推導出的表達式，可以得到諧振電感Lr與諧振電容Cr、吸收電容C1的關系曲線如圖4所示。

圖4 Lr與Cr、C1關系曲線圖Fig.4 Relations diagram between Lrand Cr，C1

可以看出當諧振電感Lr大小為10 μF時，諧振電容Cr與吸收電容C1的變化趨于穩(wěn)定。因此可以選擇 Cr為 2 nF、C1為 22 nF。再將 Lr、Cr、C1的數(shù)值代入式(13)、式(15)，均成立。

因此，根據(jù)上面的條件綜合考慮，ZVS Boost升壓變換器選擇的參數(shù)如表2所示。其中，在實際設計電路時，諧振電容可以直接用所選MOSFET開關管SPW47N60CFD的輸出電容替代，其輸出電容的值為2 nF。

表2 ZVS Boost升壓變換器的主要諧振參數(shù)Table 2 Main resonant parameters of ZVS boost converter

3 仿真分析

針對本文研究的應用在兩級式單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器中的ZVS Boost升壓變換器，利用元器件級的仿真軟件Saber進行仿真分析，其仿真參數(shù)與表2所選參數(shù)一致。其中，仿真時間為30 ms，仿真步長1 ns，仿真中所有開關器件型號均與實際選擇一致。

圖5所示是主開關管兩端的電壓和電流波形圖，圖6所示輔助開關管兩端的電壓和電流波形圖。

圖5 主開關管S1兩端的電壓、電流波形Fig.5 The voltage and current waveforms of the main switch S1

圖6 輔助開關管S2兩端的電壓、電流波形Fig.6 The voltage and current waveforms of the auxiliary switch S2

從圖5和圖6中可以看出，主開關管S1在零電壓條件下開通、關斷，諧振電容Cr減小了關斷損耗。輔助開關管S2在諧振電感Lr作用下，其導通時的電流上升緩慢，減小了開通損耗，關斷時，由于吸收電容C1的存在，減少了S2的關斷損耗。

圖7所示是諧振電感Lr的電流波形圖。與理想情況不同的是，由于存在能量的損耗，諧振電感電流在正的最大值和負的最大值時并不能維持一個恒定的值不變，而是有一定的減小的變化趨勢。

圖7 諧振電感Lr的電流波形Fig.7 The current waveform of the resonant inductor Lr

4 實驗驗證

為了驗證所研究的ZVS Boost升壓變換器能夠較大的提高兩級式單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的效率，研制了一套額定功率為3 kW的實驗樣機，如圖8所示。

圖8 實驗樣機Fig.8 Experimental prototype

其中，該樣機的實驗參數(shù)為:輸入電壓為Upv=200～500VDC;升壓后的直流母線電壓為 Udc=400VDC;輸出電壓為Ugrid=220VAC;輸出頻率fac=50 Hz;ZVS Boost主電感L1=1.6 mH;光伏陣列輸入電容 Cin1=195 μF;直流母線電容 Cin=2000 μF;輸出濾波電感L2=L3=1.2 mH;輸出濾波電容Cout=4.7 μF;ZVS Boost升壓變換器中其它的參數(shù)如表2所示。此外，核心控制板采用浮點型 DSP:TMS320F28335。本次實驗相關波形及數(shù)據(jù)結果是利用TDS2014示波器及WT3000功率分析儀進行測量得到的。

圖9所示為ZVS Boost升壓變換器中主開關管S1兩端的電壓與門極驅(qū)動波形，圖9(b)是圖9(a)開通與關斷過程的局部放大圖。在主開關管S1導通之前，由于諧振回路的存在，它兩端的電壓已經(jīng)下降為零，即S1實現(xiàn)了零電壓開通與關斷。

圖9 主開關管S1的電壓與驅(qū)動實驗波形Fig.9 The voltage and driving experimental waveforms of the main switch S1

圖10所示為輔助開關管S2兩端的電壓與門極驅(qū)動波形，同樣，圖10(b)是圖10(a)開通與關斷過程的局部放大圖。

圖10 輔助開關管S2的電壓與驅(qū)動實驗波形Fig.10 The voltage and driving experimental waveforms of the auxiliary switch S2

由圖10可知，S2在導通的瞬間有較小的開通損耗，關斷的時候幾乎沒有關斷損耗，這是由于吸收電容C1的存在，使得S2的開關損耗極小。

圖11所示是ZVS Boost升壓變換器中諧振電感Lr的電流波形圖。為了更清楚的觀察Lr的電流波形，在測量Lr的電流時，增加開關管S1和S2的導通時間，可以看出測量出的電流波形與理論分析及仿真結果基本一致。

圖11 諧振電感Lr的電流實驗波形Fig.11 The current experimental waveforms of the resonant inductor Lr

針對所研究的前級為ZVS Boost升壓變換器的兩級式單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器，在相同頻率和功率等級下，本文將其與前級為硬開關Boost升壓變換器的光伏并網(wǎng)逆變器進行效率測試對比，測試結果如圖12所示。H代表光伏并網(wǎng)逆變器的前級Boost電路是硬開關電路，S則代表其前級為ZVS Boost電路。其中，效率測量儀器采用橫河的WT3000高精度功率分析儀。

圖12 單相光伏并網(wǎng)逆變器效率測試曲線Fig.12 Efficiency curves of single-phase photovoltaic grid-connected inverter

從圖12中可以看出，通過在單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的前級采用本文研究的ZVS Boost升壓變換器可以較大幅度的提高光伏并網(wǎng)逆變器的整機效率，功率為2.5 kW時的最大效率可達97.16%。

5 結語

針對兩級式單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的前級Boost升壓電路，本文研究了一種新型的 ZVS Boost升壓變換器。該電路拓撲通過增加一個輔助諧振回路，實現(xiàn)了主開關管與輔助開關管的零電壓導通與關斷，并將其與H6橋式逆變電路組合為兩級式單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)。通過分析工作原理，諧振參數(shù)選擇，建立了仿真模型，并以一臺功率為3 kW的樣機實驗平臺進行了初步實驗。結果表明，采用本文研究的ZVS Boost升壓變換器可以很好的實現(xiàn)其開關管的軟開關控制，從而提高光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的整機效率，具有很好的應用價值及實際意義。

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(編輯:劉琳琳)

ZVS boost converter of photovoltaic inverter system

MENG Jian-hui， FU Chao， SHI Xin-chun， WANG Yi
(State Key Laboratory of Alternate Electrical Power System with Renewable Energy Sources，North China Electric Power University，Baoding 071003，China)

For the pre-stage circuit of two-stage single-phase non-isolated photovoltaic(PV)grid inverter，a zero voltage switching(ZVS)boost converter circuit topology，which is realized by adding a switch tube，a resonant inductor，a snubber capacitor and two diodes to form auxiliary circuit，is researched to achieve the ZVS of main switch tube and the auxiliary switch in the boost converter circuit，thus significantly reducing the switching losses.The operation mode of the proposed ZVS Boost converter circuit topology was analyzed.Then the quantitative relationship between the resonant inductor and resonant capacitor as well as the absorption of the capacitance and the respective selection criteria was explored.The simulation and experimental validation of the researched circuit topology was completed，from which the experimental results show that the whole efficiency of the proposed two single-phase non-isolated PV grid inverter can achieve up to 97.16%on 20 kHz switching frequency and 2.5 kW.

single-phase grid-connected inverter;boost converter;soft switching circuit;resonant circuit;zero voltage switching(ZVS)

TM 464

A

1007－449X(2013)11－0001－07

2013－02－19

國家自然科學基金(51277072，50977028);中央高校基本科研業(yè)務費專項資金(13MS74)

孟建輝(1987—)，男，博士研究生，研究方向為電力電子技術、新能源發(fā)電與電力系統(tǒng);

付 超(1979—)，男，博士，講師，研究方向為新能源發(fā)電、電力電子技術在電力系統(tǒng)中的應用;

石新春(1950—)，男，教授，博士生導師，研究方向為新型功率變換技術、電能質(zhì)量、高頻電源技術等;

王 毅(1977—)，男，博士后，副教授，研究方向為風力發(fā)電控制技術、電力電子技術在電力系統(tǒng)中的應用等。

孟建輝