同步發(fā)電機(jī)最優(yōu)勵磁控制器的設(shè)計與實現(xiàn)

張立濤，田云飛，李梅

（1.甘肅省電力設(shè)計院，甘肅蘭州 730050；2.甘肅省電力公司電力經(jīng)濟(jì)技術(shù)研究院，甘肅蘭州 730050）

同步發(fā)電機(jī)勵磁控制是保證電力系統(tǒng)安全穩(wěn)定運(yùn)行和改善電力系統(tǒng)動態(tài)品質(zhì)的一項重要措施。隨著電力系統(tǒng)的發(fā)展，對發(fā)電機(jī)勵磁提出了更高的要求，除了合理分配并聯(lián)機(jī)組的無功功率外，還要求勵磁控制系統(tǒng)能夠提高電力系統(tǒng)的靜態(tài)和動態(tài)穩(wěn)定性及暫態(tài)穩(wěn)定性。國內(nèi)外的研究和實踐證明，勵磁控制系統(tǒng)不僅能提高電力系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行極限，而且通過附加控制，能抑制低頻振蕩和次同步振蕩，所以優(yōu)化勵磁控制系統(tǒng)對整個電力系統(tǒng)的正常運(yùn)行具有重要的意義[1]。

本文將最優(yōu)控制理論用于同步發(fā)電機(jī)的勵磁控制系統(tǒng)，設(shè)計出一種以TMS320LF2407A為核心的新型勵磁控制器[2]。實驗結(jié)果表明，該控制器能有效抑制電力系統(tǒng)的低頻振蕩，提高靜態(tài)穩(wěn)定極限，并可改善動態(tài)品質(zhì)。

1 勵磁控制系統(tǒng)整體構(gòu)成

本文所述的勵磁控制系統(tǒng)如圖1所示，采用自并勵勵磁方式[3]，主電路包括勵磁變壓器、功率單元、起勵、滅磁等部分。

圖1 勵磁控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure of excitation control system

勵磁控制器是調(diào)節(jié)發(fā)電機(jī)電壓及無功功率的控制部分，其將機(jī)端三相電壓和電流、轉(zhuǎn)子電壓和電流通過信號測量調(diào)理電路將信號隔離并處理，經(jīng)數(shù)字量采集算法及數(shù)字濾波，實現(xiàn)對勵磁系統(tǒng)數(shù)據(jù)的采集。調(diào)節(jié)器根據(jù)測量到的機(jī)端電壓、有功功率、無功功率和勵磁電壓等，實現(xiàn)對發(fā)電機(jī)勵磁系統(tǒng)的控制，使機(jī)端電壓維持在恒定值。

2 最優(yōu)勵磁控制器設(shè)計

2.1 最優(yōu)勵磁系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型

為使研究具有一般性，本文以典型的單機(jī)無窮大系統(tǒng)（如圖2所示）為例設(shè)計發(fā)電機(jī)全狀態(tài)量反饋的最優(yōu)勵磁控制器[4]。

圖2 單機(jī)無窮大系統(tǒng)Fig.2 Single machine infinite bus system

其中，Ut為機(jī)端電壓；XT為變壓器電抗；XL為線路電抗；US是無窮大電網(wǎng)電壓。根據(jù)系統(tǒng)的運(yùn)動方程得到狀態(tài)方程為：

因本文設(shè)計的是可控硅自并勵勵磁系統(tǒng)，勵磁機(jī)時間常數(shù)Te=0，那么控制量ΔUR就是發(fā)電機(jī)勵磁繞組電壓ΔEfd。于是系統(tǒng)狀態(tài)方程簡化為以下三階的形式：

式中，其輸出狀態(tài)反饋量ΔPe為發(fā)電機(jī)當(dāng)前有功出力Pe與均值Peavg的差；Δω為轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速當(dāng)前值ω與均值ωavg的差；ΔUt為發(fā)電機(jī)端電壓與給定量的偏差。

確定了狀態(tài)方程以后，設(shè)計該最優(yōu)勵磁系統(tǒng)時，選擇二次型性能指標(biāo)：

采用以上性能指標(biāo)，就意味著要求所設(shè)計的最優(yōu)勵磁控制器，能夠在動態(tài)過程中保證所選取的狀態(tài)變量ΔPe、Δω、ΔUt的平方和對時間的積分達(dá)極小值，且使得所需要的控制能量Uc的值適當(dāng)。

根據(jù)最優(yōu)控制理論，可得到：k=R－1BTP，P為對稱正定矩陣。

則由黎卡梯方程：

通過迭代法求解：

若A－BR－1BTP0是漸進(jìn)穩(wěn)定的，即可得到最優(yōu)控制解為：

其最優(yōu)反饋增益矩陣：

由此得到線性最優(yōu)勵磁控制規(guī)律：

可知最優(yōu)控制量u=ΔEfd為各狀態(tài)量的最優(yōu)線性組合。

2.2 控制算法的微機(jī)實現(xiàn)

裝置運(yùn)行時，不斷對發(fā)電機(jī)定子電壓Vt及定子電流I、勵磁電流If和機(jī)端電量頻率f進(jìn)行測量，并計算發(fā)電機(jī)有功功率PG和無功功率QG的當(dāng)前值[5]。根據(jù)機(jī)端電壓變化ΔVt、有功功率變化ΔPG和頻率變化量，每20 ms計算一次可控硅控制角增量Δ墜。其中D為轉(zhuǎn)換系數(shù)。

在K時刻，晶閘管觸發(fā)角墜k=墜k－1+Δ墜。采用數(shù)字移相確定晶閘管觸發(fā)角，即把墜k折算成對應(yīng)的延時ta，再折算成計數(shù)脈沖個數(shù)Na。

在同步電壓的自然換流點同步方波引起計算機(jī)外部中斷，作為計時起點，CPU響應(yīng)中斷后將Na置入計數(shù)器。經(jīng)Na個觸發(fā)脈沖后立即輸出相應(yīng)的觸發(fā)脈沖，觸發(fā)脈沖經(jīng)前置放大及切換電路到脈沖放大部分，去觸發(fā)相應(yīng)的晶閘管，實現(xiàn)實時最優(yōu)控制。

3 控制系統(tǒng)功能的實現(xiàn)

3.1 交流采樣的實現(xiàn)

勵磁調(diào)節(jié)器的電壓、電流信號分別取自發(fā)電機(jī)機(jī)端PT和CT。PT的輸出為0~100 V的交流信號，CT的輸出為0~5 A的交流信號，而TMS320LF2407A的A/D輸入信號為0~3 V[2]，所以必須添加交流信號的調(diào)理電路以滿足A/D輸入的要求。交流信號調(diào)理電路如圖3和圖4所示。

圖3 電壓調(diào)理電路Fig.3 Voltage conditioning circuit

圖4 電流調(diào)理電路Fig.4 Current conditioning circuit

由PT、CT輸出的電壓、電流信號經(jīng)霍爾電壓傳感器和霍爾電流傳感器，再經(jīng)過運(yùn)放可得到峰值為-1.5 V~+1.5 V的交流信號。再由電平抬高電路將其抬高1.5 V，得到峰值為0~3 V的信號，接入DSP的A/D輸入通道ADCIN。

3.2 實時頻率跟蹤

在交流采樣中，需要實時跟蹤頻率，調(diào)整交流采樣周期，使交流采樣間隔隨電網(wǎng)頻率的變化而變化，以提高數(shù)據(jù)采集的精度[6]。頻率測量電路如圖5所示。

圖5 頻率測量電路Fig.5 Frequency measuring circuit

頻率測量電路將機(jī)端電壓信號經(jīng)電壓比較器整形成方波，并經(jīng)過電平轉(zhuǎn)換器件74LVTH16245轉(zhuǎn)換后，接入DSP的捕獲單元CAP1。當(dāng)CAP1捕獲到方波信號的上升沿時，啟動定時器T2，并且保存計數(shù)器的值T2CNT。當(dāng)再次捕獲到方波信號的上升沿時，讀取T2計數(shù)器的值，測量2次跳變的時間間隔，便可得到當(dāng)前的系統(tǒng)頻率f。

3.3 交流采樣的軟件實現(xiàn)

首先，由頻率測量電路獲得當(dāng)前系統(tǒng)頻率f。在每次捕獲到上升沿時，由軟件啟動ADC，同時啟動定時器T1，并更新比較寄存器中的數(shù)值，修改為下一周期的采樣間隔（1/（Nf））。當(dāng)定時器T1發(fā)生比較中斷時，啟動 ADC，這樣便可在每個周期內(nèi)均勻地采樣N個點。在本文設(shè)計中N=32。每次ADC轉(zhuǎn)換完成時，對A/D采樣的數(shù)據(jù)進(jìn)行讀取和處理。即對所采集的電壓、電流信號進(jìn)行32點的均方根計算，計算出機(jī)端電壓、機(jī)端電流以及有功功率和無功功率。

3.4 觸發(fā)脈沖的直接形成

勵磁調(diào)節(jié)器根據(jù)交流采樣得到的數(shù)據(jù)計算出移相觸發(fā)角墜。假定計數(shù)器頻率為fc，由f=fc/n分別計算出對應(yīng)α電角度的計數(shù)脈沖個數(shù)和60°電角度的計數(shù)脈沖個數(shù)。移相脈沖的形成由通用定時器T3和T4實現(xiàn)，由DSP的引腳PWM1~PWM6發(fā)出，其分別對應(yīng)整流橋的+A、-C、+B、-A、+C、-B晶閘管。移相脈沖示意圖如圖6所示。

圖6 脈沖移相示意圖Fig.6 Sketch diagram of pulses phase-shifting

假設(shè)脈寬對應(yīng)的計數(shù)脈沖個數(shù)為n3，當(dāng) CAP1捕獲到同步信號的上升沿時，設(shè)定T3的比較寄存器T3CMPR為n1，周期寄存器T3PR為n1+n3，并啟動T3。當(dāng)T3發(fā)生比較匹配事件時，置PWM1為高；當(dāng)T3發(fā)生周期匹配事件時，置PWM1為低。同時復(fù)位T3，準(zhǔn)備下一次觸發(fā)脈沖，并設(shè)定T4的比較寄存器T4CMPR為n2－n3，周期寄存器T4PR為n2，啟動T4，便形成了+A晶閘管的觸發(fā)脈沖。后5個脈沖由T4完成，當(dāng)T4第一次發(fā)生比較匹配事件時，置PWM2為高；當(dāng)T4發(fā)生第一次周期匹配事件時，置PWM2為低。只需稍加改動T3、T4的匹配事件，即可發(fā)出雙窄脈沖。

3.5 整流觸發(fā)脈沖

圖7為脈沖功放電路補(bǔ)發(fā)脈沖輸出的三相整流觸發(fā)脈沖其中的4路。采用雙窄脈沖觸發(fā)，脈寬150（電角度），脈沖幅值3.3 V。從圖7可以看出該觸發(fā)信號具有較高的觸發(fā)精度。

圖7 三相全控整流觸發(fā)脈沖Fig.7 Trigger pulses of the three-phase full-controlled rectifier

4 試驗結(jié)果

該控制系統(tǒng)調(diào)試完成后，在一臺小型實驗發(fā)電機(jī)上進(jìn)行了一系列的試驗，包括空載起勵、單機(jī)帶負(fù)荷、逆變滅磁等試驗。試驗結(jié)果表明，其性能滿足國家標(biāo)準(zhǔn)的要求。

4.1 起勵試驗

使同步發(fā)電機(jī)端電壓從殘壓升至額定值380 V，發(fā)電機(jī)電壓響應(yīng)曲線如圖8所示。由圖8可知，該勵磁控制系統(tǒng)能可靠地實現(xiàn)零起升壓，升壓過程平穩(wěn)且穩(wěn)定在380 V。

圖8 起勵響應(yīng)曲線Fig.8 Initial excitation response curve

4.2 階躍響應(yīng)試驗

對發(fā)電機(jī)進(jìn)行±10%階躍試驗，其階躍響應(yīng)曲線如圖9所示。由圖9可知，調(diào)節(jié)時間ts＜4 s，超調(diào)量Mp＜25%，調(diào)節(jié)過程平穩(wěn)。

4.3 逆變滅磁試驗

當(dāng)發(fā)電機(jī)出現(xiàn)內(nèi)部故障、V/F限制動作、空載過壓時，程序都將設(shè)定墜=135°，進(jìn)行逆變滅磁，以防止發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子線圈過壓。圖10給出逆變滅磁曲線，由圖可以看出波形平穩(wěn)，且無顛覆。

圖9 ±10%階躍響應(yīng)曲線Fig.9 ±10%step response curve

圖10 逆變滅磁曲線Fig.10 Inverter de-excitation curve

5 結(jié)論

基于TMS320LF2407A的同步發(fā)電機(jī)勵磁控制器充分利用了該DSP芯片數(shù)據(jù)處理能力強(qiáng)、片內(nèi)外設(shè)豐富的特點，實現(xiàn)了交流采樣、頻率測量、移相觸發(fā)等功能，簡化了勵磁控制器的硬件結(jié)構(gòu)，提高了系統(tǒng)的可靠性。試驗結(jié)果表明，該控制器能夠有效抑制系統(tǒng)的低頻振蕩，提高系統(tǒng)的抗干擾能力和暫態(tài)穩(wěn)定性。

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