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    可變?cè)鲆骐姾杀玫姆治雠c設(shè)計(jì)*

    2012-12-22 05:58:02朱芙菁
    電子器件 2012年1期
    關(guān)鍵詞:電荷泵低電平高電平

    錢 香,朱芙菁

    (無錫科技職業(yè)學(xué)院 尚德光伏學(xué)院,江蘇 無錫214028)

    手機(jī)、對(duì)講機(jī)之類的手持通信產(chǎn)品都是使用電池作為電源的,因此管理好電池電力的使用,可以提高電池的使用效率。手機(jī)的LED 彩屏需要高亮度的白光LED 作為背光源,白光LED 的電源不能直接接到電池上,因?yàn)殡姵匾婚_始使用,電壓就遞減,影響使用效果。所以在電路設(shè)計(jì)上需要使用一個(gè)升壓型的電荷泵,把遞降的電壓在一段較長(zhǎng)的時(shí)間內(nèi)穩(wěn)定在4.5V[1]。

    本設(shè)計(jì)中采用的電容式電荷泵是通過開關(guān)陣列和振蕩器、邏輯電路、比較控制器實(shí)現(xiàn)電壓提升,用電容器來貯存能量。圖1 為1X/2X 的電荷泵電路[2]。

    圖1 1X/2X 電荷泵電路

    本設(shè)計(jì)是基于CSMC0. 5 μm 工藝條件,利用Cadence 工具設(shè)計(jì)、仿真電路。電路包括五大模塊電路:帶隙基準(zhǔn)、比較器、開關(guān)電路、振蕩器、控制電路,系統(tǒng)框圖如圖2 所示。基本工作原理如下:當(dāng)系統(tǒng)上電時(shí),增益模塊對(duì)電源電壓進(jìn)行檢測(cè),以決定電荷泵進(jìn)入哪種增益模式。比較器2 保證輸出電壓穩(wěn)定為4.5 V,例如,當(dāng)輸出電壓Vout高于4.5 V 時(shí),比較器2 輸出高電平,電荷泵模塊不工作;當(dāng)輸出電壓Vout低于4.5 V 時(shí),比較器2 輸出低電平,電荷泵模塊工作。

    圖2 系統(tǒng)框圖

    1 電路模塊設(shè)計(jì)

    1.1 比較器

    圖3 是PMOS 作為輸入對(duì)管的比較器,由差分放大器、共源放大器、偏置電路和推挽輸出級(jí)放大器組成。該電壓比較器的Vi1輸入端是同相端,而Vi2輸入端是反相端[3]。

    圖3 PMOS 作為輸入對(duì)管的比較器

    對(duì)電路進(jìn)行DC 掃描,其中電源電壓設(shè)為2.7 V,Vi1設(shè)為1.0 V ~1.5 V,Vi2設(shè)為1.238 V,掃描結(jié)果如圖4 所示??梢缘玫奖容^器輸出為電源電壓一半也就是1.35 V 時(shí),Vi1為1.24065 V,則此比較器的失調(diào)電壓為1.65 mV。同理,可以得到電源電壓為5.5 V 時(shí),輸出為電源電壓一半也就是2.75 V時(shí),Vi1為1.23725 V,失調(diào)電壓為-0.75 mV;則可以近似認(rèn)為比較器正常工作。

    圖4 比較器的DC 掃描

    具體電路原理圖和符號(hào)如圖5 所示。

    圖5 總電路中的比較器

    1.2 開關(guān)陣列

    用MOS 管實(shí)現(xiàn)開關(guān)的導(dǎo)通與關(guān)斷,考慮到四個(gè)開關(guān)S1a、S1b、S2a、S2b的 實(shí) 際 情 況,S1a、S2a、S2b用PMOS 管實(shí)現(xiàn),S1b用NMOS 管實(shí)現(xiàn),如圖6 所示。S1a、S1b、S2a、S2b分別為四個(gè)開關(guān)的柵極輸入[1]。

    圖6 電荷泵的開關(guān)電路

    用C1、C2兩個(gè)信號(hào)控制四個(gè)開關(guān),其中C1為電源電壓經(jīng)過比較器得到的信號(hào),電源電壓高于4.5 V,比較器輸出高電平,低于4.5 V,比較器輸出低電平;C2為振蕩器輸出信號(hào)。要實(shí)現(xiàn)的模式如下:C1為低電平時(shí),在振蕩器輸出為低電平的相位,S1a、S1b導(dǎo)通,S2a、S2b斷開,電源電壓將電容C0充電到VDD,在振蕩器輸出為高電平的相位,S1a、S1b斷開,S2a、S2b導(dǎo)通,電容C0將其上的電壓VDD轉(zhuǎn)移到輸出,此時(shí)輸出為2VDD,這種模式稱為兩倍模式;C1為高電平時(shí),S1a、S2b導(dǎo)通,S1b、S2a斷開,電源電壓直接輸出,這種模式稱為一倍模式。分析得到通過開關(guān)S1a、S1b的信號(hào)為

    振蕩器由VDD控制,所以其產(chǎn)生的時(shí)鐘擺幅為0 ~VDD。如果簡(jiǎn)單地用時(shí)鐘信號(hào)直接來控制4 個(gè)開關(guān)晶體管,那么無法真正的關(guān)斷所有的開關(guān)管。我們知道VC0+的擺幅在VDD~2VDD間,VC0-的擺幅為0 ~VDD,所以四個(gè)開關(guān)管柵極電壓擺幅如表1 所示[1]。

    表1 四個(gè)開關(guān)管柵極電壓擺幅表

    可見振蕩器產(chǎn)生的時(shí)鐘信號(hào)不能直接控制四個(gè)開關(guān)管。為了能夠關(guān)斷它們,時(shí)鐘信號(hào)的高電壓必須等于各開關(guān)柵極最高電位,這就需要電平位移電路(Level Shift)[4],如圖7 所示。Vs為電路中的高電平,Vin為數(shù)字輸入信號(hào)。若Vin為高電平,MN1、MP2導(dǎo)通,MN2、MP1關(guān)斷,輸出Vout被提升到Vs;反之,Vin為低電平,MN1、MP2關(guān)斷,MN2、MP1導(dǎo)通,輸出Vout為低電平。

    圖7 電平移位電路

    用Cadence 仿真電平移位電路。仿真時(shí),設(shè)Vs為8 V,Vin為0 ~5 V 的方波輸入信號(hào)。理論分析Vin為高電平時(shí),輸出Vs;Vin為低電平時(shí),輸出0。仿真結(jié)果如圖8 所示,符合理論分析結(jié)果。

    圖8 電平移位電路仿真結(jié)果

    要實(shí)現(xiàn)對(duì)C0的受控充放電,首先要解決的是開關(guān)管襯偏效應(yīng)對(duì)開關(guān)管閾值的影響。整個(gè)開關(guān)網(wǎng)路由三個(gè)PMOS 管S1a、S2a、S2b和一個(gè)NMOS 管S1b組成。由于PMOS 管的源端電位高于漏端,NMOS 管的源端電位低于漏端,S2a和S1b的源漏兩端可以直接地判斷出來,只要將其襯底與源端相接,就可避免晶體管的襯底偏置效應(yīng)。S1a和S2b管除柵極外,其余兩端電位高低不定,所以無法把源漏兩端直接判斷出來。以PMOS 管S2b為例,襯底就不能單純地接在A 端或B 端。采用額外的兩個(gè)PMOS 開關(guān)管,來確保S2b的襯底總是與源相連,消除晶體管襯底偏置效應(yīng),如圖9 所示。

    綜合上面的設(shè)計(jì),得到開關(guān)陣列及邏輯控制,如圖10 所示。Con是考慮到系統(tǒng)電路而加入的,功能為:Con為高電平時(shí),M2管關(guān)斷;Con為低電平時(shí),M2管導(dǎo)通。為了方便讀圖,將反相器的電源電壓輸入也作為一個(gè)輸入量,原理圖與符號(hào)表示如圖11 所示,Vs為電路中的高電壓。

    圖9 消除襯底偏置效應(yīng)的電路圖

    圖10 開關(guān)電路及邏輯控制

    圖11 反相器

    1.3 電壓基準(zhǔn)源

    電壓基準(zhǔn)幾乎是所有模擬電路中重要組成部分,目的是建立一個(gè)與電源和溫度無關(guān)的直流電壓。在集成系統(tǒng)中已經(jīng)采用了許多方法來實(shí)現(xiàn)電壓基準(zhǔn)。采用帶隙電壓基準(zhǔn)即用來自一個(gè)PTAT(與絕對(duì)溫度成比例)電路的正溫度相關(guān)性抵消一個(gè)pn結(jié)的負(fù)溫度相關(guān)性[5]。

    設(shè)計(jì)的帶隙電壓基準(zhǔn)電路如圖12 所示[6]?;鶞?zhǔn)電壓電路中,可以分析得到M1、M3的源極電壓相等,這樣就保證了Q0兩端的電壓等于Q1和電阻R兩端的電壓之和。

    圖12 帶隙電壓基準(zhǔn)電路

    帶隙電壓基準(zhǔn)電路的輸出電壓與溫度的關(guān)系(VDD=5.5 V)仿真如圖13 所示。由圖可得出溫度從-20 ℃~100 ℃變化時(shí),輸出電壓Vo的變化范圍為1.23672 V ~1.23809 V,溫度系數(shù)為29.5722×10-6/℃,可知輸出電壓隨溫度的變化比較小。

    圖13 帶隙電壓基準(zhǔn)與溫度的關(guān)系

    為了得到基準(zhǔn)電壓電路的輸出與電源電壓的關(guān)系(T=27 ℃),設(shè)電源電壓的直流量為4.1 V,交流量為1.4 V,仿真如圖14 所示??梢钥吹?,低頻時(shí)電源電壓有交流輸入量,輸出電壓的增益很小,幾乎為0,也就是說輸出電壓隨電源電壓的變化很小,輸出電壓幾乎恒定。這正是基準(zhǔn)電壓具有的特性,與溫度無關(guān),與電源電壓無關(guān)[7]。

    圖14 帶隙電壓基準(zhǔn)與電源電壓的關(guān)系

    1.4 振蕩器

    本振蕩器主要設(shè)計(jì)由一種雙電壓比較器和觸發(fā)器構(gòu)成的。電路設(shè)計(jì)要求:頻率f=800 kHz,占空比為50%,并且頻率隨電源電壓的變化很小。

    設(shè)計(jì)的振蕩器電路如圖15 所示[3]。電路中的恒流源部分保證了比較器1 的同相輸入端和比較器2的反相輸入端電壓的穩(wěn)定,從而對(duì)電容的充放電比較穩(wěn)定,使得振蕩器的頻率隨電源電壓的變化比較小。

    圖15 振蕩器電路

    振蕩器電路中包括恒流源,運(yùn)算放大器,電流鏡,比較器,觸發(fā)器及二分頻等電路。簡(jiǎn)單的說電路的工作原理就是對(duì)電容的充放電效應(yīng)。R3、M4、基準(zhǔn)電壓及放大器組成一個(gè)恒流源,M0、M1、M2組成電流鏡,給電路的各個(gè)支路提供偏置。設(shè)計(jì)的恒流源為5 μA,通過電流鏡的作用,使得通過R0、R1的電流也為5 μA,選擇R0、R1電阻值為100 kΩ,得到電阻上的壓降為0.5 V,也就有比較器1 的同相輸入端為1 V,比較器2 的反相輸入端為0.5 V,電容上的電壓為另兩個(gè)輸入端,由兩個(gè)與非門組成的觸發(fā)器的輸入端為兩個(gè)比較器的輸出信號(hào)。當(dāng)電容上的電壓Uc<0.5 V 時(shí),M3處于截至狀態(tài),電源對(duì)電容充電;當(dāng)0.5 V<Uc<1 V 時(shí),M3仍處于截止?fàn)顟B(tài),電源繼續(xù)對(duì)電容充電;當(dāng)Uc>1 V 時(shí),M3處于導(dǎo)通狀態(tài),將電容上的電壓拉到低電平。由于電容放電速度非???,所以電容上的電壓一下子拉到地,接下來再重復(fù)前面的過程,這便是電容充放電的一個(gè)周期。但是我們要求得到占空比為50%的方波信號(hào),所以電路中增加了一個(gè)二分頻電路。

    運(yùn)算放大器通常是閉環(huán)運(yùn)用,內(nèi)外部都要加入反饋網(wǎng)絡(luò),要考慮頻率補(bǔ)償和閉環(huán)穩(wěn)定性。同時(shí),運(yùn)放是放大連續(xù)變化的模擬量,要求電壓增益越高越好。性能要求:(1)開環(huán)電壓增益為70 dB;(2)相位裕度至少為60°。設(shè)計(jì)的放大器如圖16 所示[5]。

    圖16 放大器電路

    對(duì)電源電壓進(jìn)行直流掃描,掃描范圍為2.7 V ~5.5 V,掃描結(jié)果如圖17 所示。當(dāng)電源電壓從2.7 V~5.5 V 變化時(shí),M1管的電流從4.300 99 μA ~4.602 80 μA 變化,M2管的電流從4.308 83 μA ~4.679 89 μA 變化。在某個(gè)特定電壓下,M1、M2管的電流相差比較小,電流鏡的匹配性比較好;電源電壓變化時(shí),M1、M2管的電流變化也比較小,可以給電路提供穩(wěn)定的電流偏置。

    圖17 偏置電路的仿真

    分別仿真VDD為2.7 V 和5.5 V 時(shí)運(yùn)算放大器的幅頻、相頻特性,如圖18 所示。

    圖18 運(yùn)算放大器的幅頻、相頻特性

    從圖上可以得到,VDD為2.7V 時(shí),開環(huán)電壓增益為85.3292 dB,相位裕度為71.4435 度,單位增益帶寬為408.929 kHz;VDD為5.5 V 時(shí),開環(huán)電壓增益為92.4468 dB,相位裕度為72.1637 度,單位增益帶寬為455.629 kHz。而且在電源電壓為2.7 V ~5.5 V 范圍內(nèi),此運(yùn)算放大器的性能比較穩(wěn)定。

    前面分析振蕩器電路的工作原理時(shí),已經(jīng)說明了二分頻電路的作用,它能使信號(hào)的占空比達(dá)到50%。將D 型觸發(fā)器的輸出ˉQ 端與D 端連接起來就可構(gòu)成T'型觸發(fā)器。如圖19 所示,D 型觸發(fā)器的ˉQ(Qn)與D 端相連構(gòu)成T'型觸發(fā)器。二分頻電路的仿真結(jié)果如圖20 所示,可以看到,每來兩個(gè)時(shí)鐘脈沖就輸出一個(gè)脈沖波形[2]。

    圖19 二分頻電路

    圖20 二分頻電路仿真結(jié)果

    分別仿真電源電壓VDD為2.7 V、5.5 V,振蕩器的輸出波形如圖21 所示。

    圖21 振蕩器輸出波形

    仿真時(shí)間加長(zhǎng),可以得到周期相對(duì)穩(wěn)定的方波信號(hào)。電源電壓VDD為5.5 V 時(shí),信號(hào)周期為1.252 μs,頻率為798.72 kHz;電源電壓VDD為2.7 V 時(shí),信號(hào)周期為1.248 μs,頻率為801.28 kHz。由此可見,電源電壓從2.7 V ~5.5 V 變化時(shí),振蕩頻率的誤差為±0.16%。

    1.5 應(yīng)用電路

    本設(shè)計(jì)的主要目的是驅(qū)動(dòng)兩路LED,使其能穩(wěn)定的發(fā)光,也就是說驅(qū)動(dòng)LED 的電壓應(yīng)該是穩(wěn)定在某一個(gè)值,本電路設(shè)計(jì)為4.5 V,而且LED 上的電流達(dá)到20 mA,使LED 發(fā)光,基本原理如圖22 所示。前面的開關(guān)電路中增加了Con這個(gè)信號(hào),也就應(yīng)用電路的輸出信號(hào)Vout。由于CSMC0.5 μm 工藝庫(kù)中沒有LED 模型,所以用兩個(gè)電阻R2、R3代替兩個(gè)白光LED,設(shè)置阻值為225 Ω,理論上要求流過電阻的電流達(dá)到20 mA。

    圖22 LED 驅(qū)動(dòng)電路

    基本的工作原理如下:假設(shè)電容C0上的電壓初值大于4.5 V,此時(shí)Vout輸出為高電平,開關(guān)電路中M2管的柵極電壓為高電平,M2管關(guān)斷,電容C0處于放電狀態(tài),C0上的電壓降低,當(dāng)C0上的電壓低于4.5 V 時(shí),Vout輸出為低電平,M2管導(dǎo)通,電容C0處于充電狀態(tài),C0上的電壓上升。這樣,輸出在4.5 V左右波動(dòng),因而可以近似地看作輸出為4.5 V。

    2 系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與仿真

    根據(jù)電路的工作原理,將系統(tǒng)用各個(gè)單元的符號(hào)連接出來,如圖23 所示[1]。

    分別仿真電源電壓VDD<4.5 V(VDD=2.7 V 和VDD=4 V)和VDD>4.5 V(VDD=5 V 和VDD=5.5 V),電路的電源電壓、輸出電壓和代替LED 的電阻上的電流波形,如圖24 所示。由于電路存在延遲,所以輸出電壓存在紋波。

    圖23 系統(tǒng)圖

    圖24 電路輸出電壓與電流仿真圖(負(fù)載電容C0=1μ)

    根據(jù)仿真結(jié)果得到,輸出電壓都近似為4.5 V,足夠使白光LED 導(dǎo)通;同時(shí)LED 上的電流近似為20 mA,可以使LED 發(fā)光,所以此電路具有驅(qū)動(dòng)LED 的能力。從輸出紋波可以看出,電源電壓大于4.5 V 或電源電壓小于4.5 V 時(shí),輸出紋波隨電源電壓的增大而增大,且電源電壓大于4.5 V 時(shí)的輸出紋波相對(duì)有規(guī)律且平滑些,而電源電壓大于4.5 V 時(shí)的輸出電壓盡管也可以看作4.5 V,但還是希望能改善一下[8]。

    3 總結(jié)

    電荷泵是一種DC-DC 轉(zhuǎn)換器,它利用時(shí)鐘脈沖,控制電容的充放電,實(shí)現(xiàn)將能量由輸入傳給負(fù)載的高效傳輸。設(shè)計(jì)中采用電容式電荷泵,無需電感,因而不存在電磁噪聲。電路包括五大模塊電路:比較器、開關(guān)電路、帶隙基準(zhǔn)、振蕩器、應(yīng)用電路。開關(guān)電路是本設(shè)計(jì)的一個(gè)重點(diǎn),為了得到更好的功能,電路中增加了一些較好的設(shè)計(jì)電路,比如電平移位電路、消除襯底偏置效應(yīng)的電路。帶隙電壓基準(zhǔn)采用以熱電壓為基準(zhǔn)的自偏置電路,其中電流鏡采用自偏置高擺幅共源共柵電流鏡。振蕩器采用了雙電壓比較器和RS 觸發(fā)器組成的振蕩器,利用電容的充放電效應(yīng)控制振蕩周期,仿真證明,這個(gè)振蕩器的功能是很優(yōu)越的。

    本計(jì)完成了手機(jī)背光驅(qū)動(dòng)電荷泵電路的晶體管級(jí)電路設(shè)計(jì)并經(jīng)通過仿真驗(yàn)證,基本符合理論結(jié)果。分析結(jié)果表明,電路輸出均近似為4.5 V,LED 上的電流為20 mA,此電路可以用作手機(jī)背光驅(qū)動(dòng)。

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