基于實(shí)測數(shù)據(jù)的稀布陣?yán)走_(dá)副瓣對消研究

鄭 禹， 汪 萍

（安徽建筑工業(yè)學(xué)院 機(jī)械與電氣工程學(xué)院，安徽 合肥 230601）

隨著電子技術(shù)的不斷發(fā)展，雷達(dá)要在日益復(fù)雜的電子對抗環(huán)境中仍能發(fā)揮作用，需要具備有效的電子對抗和反對抗措施。一般雷達(dá)難以靠天線波束的低副瓣消除副瓣有源干擾的影響，必須在信號處理中采用有效的措施來抑制旁瓣干擾。目前的主要方法有自適應(yīng)波束形成（ADBF）和自適應(yīng)旁瓣相消（SLC）2種方法［1］。對于工作在米波頻段的雷達(dá)來說，遇到的有源干擾較多，所以在本機(jī)系統(tǒng)中采用哪種方法來抑制干擾尤為重要。因?yàn)楸緳C(jī)系統(tǒng)為100路接收天線信號，直接作自適應(yīng)波束形成的運(yùn)算量較大，無法實(shí)時實(shí)現(xiàn)。為了減少運(yùn)算量，需采用快速ADBF算法，但快速算法都需要事先知道干擾源的個數(shù)，最重要的是需要已知陣列流形，且對誤差十分敏感。所以本文采用SLC技術(shù)，結(jié)合具體工程實(shí)際對干擾對消中的對消性能進(jìn)行分析。

1 綜合脈沖孔徑雷達(dá)干擾對消原理

自適應(yīng)天線旁瓣相消技術(shù)采用輔助天線，將它所接收的信號與主天線接收的信號加權(quán)求和，目的是在干擾作用下，利用其輸出調(diào)整權(quán)值，使輸出干擾功率趨于最小，其結(jié)果是使空間濾波器特性在干擾方向上形成空間零點(diǎn)，從而抑制了旁瓣干擾［2］。以一個單頻干擾為例，主、輔天線會接收到振幅、相位不同的干擾信號，輔助支路的復(fù)權(quán)調(diào)整其干擾信號的振幅、相位，使之與主支路的干擾信號相抵消。隨著干擾源方向的改變，兩路干擾信號的振幅和相位也隨之變化，所以權(quán)值的調(diào)整必須是自適應(yīng)的，使空間零點(diǎn)一直對準(zhǔn)干擾源的方向，因此稱之為自適應(yīng)天線旁瓣相消。顯然，在自適應(yīng)旁瓣相消系統(tǒng)中最為重要的、也最富有變化的就是權(quán)值估計(jì)部分，也就是求解自適應(yīng)最優(yōu)權(quán)值的算法和實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)。在數(shù)字開環(huán)自適應(yīng)旁瓣相消系統(tǒng)中求解最優(yōu)權(quán)多采用最小二乘算法，這是目前自適應(yīng)算法研究的發(fā)展趨勢，因?yàn)樽钚《怂惴槿肿顑?yōu)的近似算法。所謂開環(huán)處理就是直接地或間接地通過解樣本W(wǎng)iener－h(huán)opf方程R W＝b來獲得最優(yōu)權(quán)值，并作加權(quán)對消，其中，［W1，W2，…，Wn］T；x（ti）＝［x1（ti），x2（ti），…，xn（ti）］T；xk（ti）為第k個輔助通道在第i次采樣的輸入樣本數(shù)據(jù)；d（ti）為主通道在第i次采樣的輸入樣本數(shù)據(jù)；M為估計(jì)用的樣本數(shù)目。

本文描述的稀布陣?yán)走_(dá)［3－4］具有稀疏陣列分布體制的特點(diǎn)，其方位副瓣一般較差，在－20dB左右，易受方向副瓣干擾，為了使系統(tǒng)穩(wěn)定可靠地工作，干擾對消技術(shù)的運(yùn)用對此雷達(dá)體制來說是非常必要的。在此需要指出的是，綜合脈沖孔徑雷達(dá)試驗(yàn)系統(tǒng)為多通道陣列處理，其主天線信號應(yīng)為對多通道進(jìn)行DBF合成的信號，區(qū)別于常規(guī)雷達(dá)，不需要另外增加輔助天線，只要從正常工作的100路接收天線信號中抽出幾路信號作為輔助天線的信號即可。考慮到本機(jī)系統(tǒng)最多可對消5個干擾信號，分析時從天線中抽出大致等間隔分布的10個天線作為輔助天線，這10個天線也同時用于信號的DBF處理?？炫臄?shù)選擇需要滿足干擾信號估計(jì)的平穩(wěn)性，從系統(tǒng)硬件實(shí)現(xiàn)能力上考慮，試驗(yàn)選取快拍數(shù)為64快拍。

2 對消性能影響分析

2.1 計(jì)算精度影響

系統(tǒng)副瓣對消功能的硬件實(shí)現(xiàn)是在ADSP201器件里實(shí)時進(jìn)行對消系數(shù)的計(jì)算，再將系數(shù)送入FPGA進(jìn)行副瓣對消的運(yùn)算。在副瓣對消調(diào)試過程中發(fā)現(xiàn)對消后的結(jié)果有起伏，而且對消比不能完全滿足指標(biāo)要求。DSP計(jì)算出的對消系數(shù)與Matlab計(jì)算出的系數(shù)相比誤差較大。而使用產(chǎn)生的隨機(jī)數(shù)進(jìn)行驗(yàn)證，DSP程序本身功能完全正常，應(yīng)是DSP的浮點(diǎn)運(yùn)算精度不夠限制了副瓣對消的效果。因?yàn)楦鱾€輔助通道之間隨機(jī)數(shù)沒有相關(guān)性，而實(shí)際各路數(shù)據(jù)之間有很強(qiáng)的相關(guān)性，造成了DSP浮點(diǎn)運(yùn)算計(jì)算對消權(quán)系數(shù)時精度不夠［5］。

副瓣對消運(yùn)算主要包括復(fù)數(shù)矩陣求逆和復(fù)數(shù)矩陣乘法等。改進(jìn)DSP處理程序?qū)⑦\(yùn)算進(jìn)行64位浮點(diǎn)精度的改造。經(jīng)過改進(jìn)，DSP計(jì)算出的對消系數(shù)同Matlab仿真的結(jié)果已經(jīng)相當(dāng)接近，對消系數(shù)的幅度比值在0.95～1.02之間，如圖1所示。

為了比較，圖2給出了64位和32位精度時Matlab仿真同DSP計(jì)算的對消系數(shù)的相位差值。

可以看到與64位精度相比，32位精度計(jì)算出的對消系數(shù)同Matlab仿真結(jié)果相比差異較大，64位精度時，相位差值在－1.5°～7.8°之間，均方根為2.731 6°；而32位精度時相位差值在－7.2°～9.0°之間，均方根為4.756 9°。

圖1 64位精度實(shí)時處理和Matlab處理幅度比

圖3a給出了64位浮點(diǎn)精度同Matlab仿真計(jì)算出的最終對消結(jié)果?？梢钥吹絻烧叻浅Ｎ呛隙覍ο却笥?0dB，這說明64位DSP計(jì)算完全能夠達(dá)到指標(biāo)。

圖3b給出32位浮點(diǎn)精度計(jì)算結(jié)果，同Mat－lab仿真結(jié)果相比32位浮點(diǎn)精度對消結(jié)果差28dB左右。因?yàn)椴皇峭粫r段采集的數(shù)據(jù)，2張圖上的數(shù)值有所差異，但仍然能說明問題，即Matlab仿真結(jié)果對消比仍然大于40dB，而32位精度的對消結(jié)果只有25dB左右。

圖2 對消系數(shù)DSP實(shí)時計(jì)算和Matlab仿真相位差

圖3 DSP處理和Matlab仿真對消結(jié)果

2.2 干擾起伏性能影響

理論上干擾對消應(yīng)是實(shí)時實(shí)現(xiàn)的，但在工程實(shí)現(xiàn)中一般在前一個CPI的某個脈沖的休止期采集干擾數(shù)據(jù)，儲存起來給下一幀做對消。在干擾起伏的情況下，此方法對消會有起伏。圖4給出了干擾起伏對干擾對消影響的仿真試驗(yàn)結(jié)果。

圖4 干擾對消比隨干擾幅度幀間變化

圖4為仿真遠(yuǎn)場點(diǎn)頻干擾，表明幀間幅度變化對消性能影響較大，為此需要對干擾對消權(quán)計(jì)算程序進(jìn)行處理速度優(yōu)化，將每個對消權(quán)計(jì)算僅分配數(shù)個脈沖重復(fù)周期的時間，增加其實(shí)時性，以減少干擾幅度起伏的影響。

2.3 采樣點(diǎn)位置影響

圖5 對消點(diǎn)數(shù)取樣影響

圖5給出3個方向干擾源（2個調(diào)頻干擾，1個點(diǎn)頻干擾）的數(shù)據(jù)分析。在實(shí)際采集的數(shù)據(jù)中，由于3個干擾源的幅度起伏，采集到干擾信號平穩(wěn)性較差，此時在硬件存貯能力固定的情況下（64點(diǎn)），如果連續(xù)采樣64點(diǎn)，信號對消后起伏較大，間隔8點(diǎn)采樣干擾數(shù)據(jù)進(jìn)行對消，對消信號后信號更加平穩(wěn)。

2.4 采樣點(diǎn)位置影響對多點(diǎn)頻信號的干擾

在利用信號源工作于單點(diǎn)頻模式，模擬單點(diǎn)頻干擾時，發(fā)現(xiàn)系統(tǒng)干擾對消效果很好，可以將干擾穩(wěn)定地對消至噪聲的幅度水平，但雙（多）點(diǎn)頻干擾時對消起伏很大，且干擾對消效果和信號頻差有關(guān)。

圖6給出了雙點(diǎn)頻干擾條件某路接收機(jī)接收的干擾數(shù)據(jù)原始幅度在不同頻差條件下的仿真。由圖6可見在點(diǎn)頻干擾情況下，由于各信號源的單點(diǎn)頻信號產(chǎn)生干涉疊加的效果且信號干擾源頻差不一樣，回波干涉調(diào)制的周期也不同。在采樣快拍64點(diǎn)的情況下，信號源頻差在10Hz～10kHz之間時信號干擾幅度估計(jì)無法平穩(wěn)，故干擾起伏大，在信號源頻差小于10Hz或大于10kHz的情況下，計(jì)算干擾對消權(quán)時，干擾估計(jì)的幅度較平穩(wěn)，能達(dá)到理想干擾效果，這與雙點(diǎn)頻信號干擾源的實(shí)驗(yàn)結(jié)果也是基本吻合的。

圖6 雙點(diǎn)頻不同頻差時干擾原始數(shù)據(jù)幅度仿真

3 試驗(yàn)仿真結(jié)果對比

在遠(yuǎn)場放置單點(diǎn)頻干擾源，給出單點(diǎn)頻試驗(yàn)的Matlab和DSP處理結(jié)果，圖7所示為DSP64位運(yùn)算結(jié)果（通過Matlab和Quartus II的SignalTap工具互聯(lián)實(shí)時獲取處理對消結(jié)果），圖8所示為Matlab非實(shí)時處理結(jié)果。

對比圖7、圖8可知，對同一個波位（方位0°，仰角0.3°），Matlab處理和DSP實(shí)際處理的對消比穩(wěn)定均在40dB，處理后的噪聲起伏結(jié)果一致，可見DSP64位運(yùn)算處理可以滿足系統(tǒng)要求。

4 結(jié)束語

本文對綜合脈沖合成孔徑雷達(dá)干擾對消特點(diǎn)進(jìn)行了分析，并通過實(shí)驗(yàn)證明采用此干擾對消方法可成功完成對多個干擾源的抑制。研究表明由于陣列接收信號間的強(qiáng)相關(guān)性，干擾對消對計(jì)算精度要求很高，32位浮點(diǎn)精度在多路輔助通道副瓣對消中的精度則達(dá)不到要求，64位浮點(diǎn)精度的對消效果要好于32位精度，同Matlab仿真的結(jié)果非常吻合；在干擾幅度起伏嚴(yán)重的情況下準(zhǔn)實(shí)時干擾對消性能存在損失，需要改進(jìn)處理算法，實(shí)現(xiàn)脈沖重復(fù)周期內(nèi)實(shí)時對消。

圖7 DSP實(shí)時處理數(shù)據(jù)結(jié)果

圖8 Matlab非實(shí)時處理結(jié)果

［1］ 徐海洲，吳曼青.數(shù)字陣列雷達(dá)系統(tǒng)［J］.合肥工業(yè)大學(xué)學(xué)報(bào)：自然科學(xué)版，2008，31（5）：718－720.

［2］ Nitzberg R.Effect of errors in adaptive weights［J］.IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems，1976，AES－12：369－373.

［3］ 吳劍旗，賀瑞龍，江 凱.稀布陣綜合脈沖孔徑雷達(dá)的研究與試驗(yàn)［J］.現(xiàn)代電子，1998，6（3）：1－5.

［4］ 陸鵬程，徐海洲，徐 晉.稀布陣綜合脈沖孔徑雷達(dá)陣列優(yōu)化設(shè)計(jì)［J］.雷達(dá)科學(xué)與技術(shù)，2008，6（4）：243－246，260.

［5］ 王曉軍，李 俠，吳鐵平.輔助通道HT變換法及其在旁瓣對消中的應(yīng)用［J］.系統(tǒng)工程與電子技術(shù)，1999，21（11）：26－28.