變頻器逆變單元死區(qū)效應分析及其補償

王旭陽，劉文生，張廣遠

（大連交通大學電氣信息學院，遼寧大連 116028）

1 引言

基于恒壓頻比控制的通用變頻器廣泛應用于現(xiàn)代交流調(diào)速系統(tǒng)中，在逆變器輸出中，為了防止同一橋臂的上下兩個IGBT直通，需加入4到10微秒的死區(qū)時間。雖然死區(qū)時間很短，單個脈沖不足以影響系統(tǒng)性能，但連續(xù)一個周期的效應積累卻會對輸出電壓產(chǎn)生很大的影響。尤其在低速及調(diào)制度很高時，死區(qū)會使輸出電壓含有很大諧波分量，電流波形發(fā)生畸變，產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動等。這也是造成V／f控制的通用變頻器低速時帶載能力差，甚至使電機產(chǎn)生抖動，穩(wěn)定性不好的重要原因之一，造成了通用變頻器應用領域范圍的減少。因此對逆變器進行死區(qū)補償是非常有必要的［1-3］。

死區(qū)補償方法主要是對死區(qū)誤差進行電壓補償，或者對損失的PWM脈沖寬度在軟件上進行時間的補償，使實際的開通時間與理想導通時間相一致［4］。這些方法一般都需要負載電流的極性，但電流在過零點時會產(chǎn)生“零點箝位”，因此提高電流檢測的精度對死區(qū)補償至關重要。

本文詳細分析了死區(qū)對輸出電壓的影響，并在通用變頻器現(xiàn)有的硬件基礎上，在盡量不增加硬件電路的前提下，對死區(qū)補償方法進行了研究。由于電流檢測器件本身以及外界干擾會造成電流零漂，針對零漂現(xiàn)象在軟件上進行了自適應零點調(diào)整。并在零電流區(qū)域內(nèi)，設置了電流零點閾值，可以有效改善電流畸變。通過仿真和實驗，驗證了該死區(qū)補償方法的有效性。

2 死區(qū)效應分析

2.1 電壓誤差波分析

電壓型逆變器誤差波的產(chǎn)生是由于死區(qū)時間內(nèi)的IGBT反并聯(lián)的二極管續(xù)流造成的電壓突變引起的。以A相橋臂為例，進行分析，電流方向如圖1所示。

圖1 逆變器A相橋臂電流方向

假如負載為感性負載，當ia＞0時，在死區(qū)時間內(nèi)，電流通過VD4續(xù)流，如圖2所示，輸出電壓會減少TdUd的脈沖；同理當ia＜0，死區(qū)時間內(nèi)，電流通過VD1續(xù)流，輸出電壓會增加TdUd的脈沖。其中Ud為直流母線電壓，td為死區(qū)時間，ton為IGBT導通時間，toff為 IGBT 關斷時間，Td＝td+ton-toff。

圖2 A相電壓波形

由以上分析可知，根據(jù)電流極性不同，實際的輸出電壓與理想輸出電壓在每個脈沖周期里都會相差一個脈沖誤差電壓。采用等時間電壓面積法［5］，可得等效的誤差電壓為：

其中：fs為調(diào)制波頻率，fc為載波頻率。

加入死區(qū)的實際輸出電壓電流波形如圖3所示。

其中圖3（a）為理想的調(diào)制電壓信號和理想的負載電流，（b）為加入死區(qū)的電壓等效誤差波，（c）為實際的輸出電壓。實際輸出電壓應為理想電壓波形與死區(qū)產(chǎn)生的電壓誤差波的疊加。在電流過零點時，電壓誤差波極性也會隨之改變，這樣逆變器在電流過零點時的輸出電壓會發(fā)生突變。圖（d）為實際的輸出電流波形。若負載為感性負載，電流在過零點時存在“零點箝位”現(xiàn)象［6］。

圖3 實際輸出電壓電流波形

2.2 死區(qū)效應對輸出電壓的影響

將圖3（b）中電壓誤差波進行傅里葉分析，為分析方便，先假設，則

對A相理想的逆變器輸出電壓進行傅里葉展開為：

由于死區(qū)的影響，實際輸出電壓波形應為理想波形與誤差波相加，忽略上式高次諧波，僅考慮死區(qū)對輸出電壓基波的影響?？傻茫?/p>

由式（6）可以看出，由于3的倍數(shù)次諧波相位相同，互相抵消，所以輸出電壓中不含3的倍數(shù)次諧波。忽略高次諧波，則上式變?yōu)椋?/p>

其中：

為了說明加入死區(qū)對線電壓基波的影響程度，引入電壓影響系數(shù)F，定義為：

由以上分析可得：

在V／f控制系統(tǒng)中fs／m是一個常數(shù)，圖4為不同載波比N時，影響系數(shù)F與相位角φ之間的關系，其中Td＝5μs，由圖4可以看出，載波比越大，負載角越小，則影響越大。圖5為不同Td時，影響系數(shù)F與載波比N之間的關系，由圖5可知，死區(qū)時間越大，載波比越大，則影響越大。

圖4 不同N時，F(xiàn)與φ之間關系

圖5 不同Td時，F(xiàn)與N之間關系

2.3 零點箝位現(xiàn)象

當電流在死區(qū)時間內(nèi)接近零時，還會出現(xiàn)零電流箝位現(xiàn)象。以A相橋臂為例，在死區(qū)時間內(nèi)，當電流由負向正過渡時，此時上下橋臂開關管處于關斷狀態(tài)，且二極管阻斷，在電流到達零后將一直保持為零，出現(xiàn)零電流箝位現(xiàn)象。使電流在過零點附近加重畸變，如圖6所示。

圖6 零點箝位現(xiàn)象

3 死區(qū)補償方案

一種補償方法是對死區(qū)誤差進行電壓補償，即將正弦調(diào)制信號根據(jù)電流極性按照式（1）得到的偏差電壓進行修正，即

但這是一種平均補償方法，實時性和準確性都不高［7］。為避免平均電壓補償?shù)牟蛔悖捎迷诿總€PWM周期都進行死區(qū)補償?shù)臅r間補償方法。忽略開關管和二極管的導通壓降，則每個PWM周期的死區(qū)誤差時間為：

根據(jù)電流極性的不同，在軟件里實時調(diào)整每個PWM周期的CMPR值，對PWM的占空比進行實時修正，使實際輸出的PWM占空比與理想的占空比相一致，消除死區(qū)對輸出電壓的影響。

死區(qū)補償軟件流程如圖7所示，其中TBPRD為基準計數(shù)器的周期寄存器值，T為PWM采樣周期。CMPA為A相輸出的PWM比較寄存器值。

圖7 死區(qū)補償軟件流程圖

小功率通用變頻器三相電流檢測一般采用電阻取樣檢測，DSP的AD采樣允許電壓范圍為0～3V，因此必須對檢測到的三相交流電流進行電壓偏移，為提高檢測精度，采用HCPL 788芯片實現(xiàn)電壓偏移及隔離。電流檢測隔離電路如圖8所示。其中U為電阻采集電壓，V-OUT為隔離后的輸出電壓。

圖8 電流檢測隔離電路

由于檢測電路本身以及外界干擾會造成電流零點漂移，使AD采樣的初始零點不準確。為防止零點漂移，在軟件上進行了自適應零點調(diào)整，即每次變頻器上電開始，在還未運行之前，先對零電流進行檢測，濾波之后自動調(diào)整為現(xiàn)在的零點位置，提高了電流的檢測精度。

零點箝位現(xiàn)象，會造成零點電流極性檢測困難，所以在電流檢測零點附近設置電流閾值Δi，在±Δi之內(nèi)不對其進行死區(qū)補償，防止因檢測不準確造成的誤補償。

4 仿真分析

首先在MATLAB上對死區(qū)效應進行了仿真研究，電機額定功率 5.5kW，定子電阻 3.137Ω，定子漏感為 0.01245H，轉(zhuǎn)子電阻為 2.546Ω，轉(zhuǎn)子漏感為0.01236H，極對數(shù)2，死區(qū)時間10μs，開關頻率5kHz。由圖9可以看出，加入死區(qū)后電流波形發(fā)生明顯的畸變，同時諧波含量增加，5次和7次諧波分量增加嚴重。如圖10所示為加入死區(qū)的A相電流諧波。由圖11可知，經(jīng)過死區(qū)補償后波形得到很大改善，諧波分量減少。

5 實驗結(jié)果

對上述補償方法進行了實驗驗證，電機為5.5kW異步電機，控制器采用TMS320F2808 DSP，逆變模塊采用7MBR25SB120型IGBT，死區(qū)時間4μs，開關頻率5kHz，圖13和圖14分別是輸出3Hz時，未補償和補償后的電流波形，圖15和圖16分別是輸出10Hz時，未補償和補償后的電流波形，由圖可知經(jīng)過死區(qū)補償后，有效地改善了電流波形畸變，驗證了補償方法的有效性。

圖9 加入死區(qū)的A相電流波形

圖10 加入死區(qū)的A相電流諧波

圖11 經(jīng)過死區(qū)補償?shù)腁相電流波形

圖12 經(jīng)過死區(qū)補償?shù)腁相電流諧波

圖13 輸出3Hz死區(qū)未補償電流波形

圖14 輸出3Hz死區(qū)補償后電流波形

圖15 輸出10Hz死區(qū)未補償電流波形

圖16 輸出10Hz死區(qū)補償后電流波形

6 結(jié)論

死區(qū)效應使輸出電壓和電流波形產(chǎn)生畸變，本文詳細分析了死區(qū)對輸出電壓基波的影響，并對死區(qū)補償進行了研究，針對電流檢測的零漂以及零點箝位現(xiàn)象，進行了零點自適應調(diào)整和零點閾值設置，仿真和實驗驗證了補償?shù)挠行?，對現(xiàn)有的通用變頻器提供了一種可行的死區(qū)補償方案。

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