一種應用于全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)接收機的低功耗寬帶壓控振蕩器

尹喜珍 肖時茂 馬成炎② 葉甜春

①(中國科學院微電子研究所 北京 100029)

②(杭州中科微電子有限公司 杭州 310053)

1 引言

近年來，無線通信系統(tǒng)發(fā)展迅猛，手持移動設備作為主流應用，要求一塊芯片中集成各種常用通信標準來減小體積，降低成本和功耗。而這些通信標準的載波信號往往分布在不同的波段和頻點，帶來的挑戰(zhàn)是單芯片中的本振信號產(chǎn)生必須低功耗實現(xiàn)并覆蓋這些信號頻點，還應考慮到CMOS工藝實現(xiàn)所固有的由于工藝角、電源電壓、溫度(PVT)變化引起的頻偏。二倍頻頻率合成器，以正交本振信號易產(chǎn)生，電感面積小、無干擾和頻率牽引等優(yōu)勢，在無線通信產(chǎn)品中得到了廣泛的應用[1-3]。

為了兼容多種無線通信標準且克服 PVT帶來的頻偏，工作于二倍頻的 VCO必須為寬帶的電感電容 VCO以獲得寬頻率調(diào)節(jié)范圍和低相位噪聲。獲得寬調(diào)節(jié)范圍最通用的方法有：切換 LC諧振網(wǎng)絡[4]、切換電感[5]、采用寬范圍的可變電容來增大VCO增益KVCO[6]和切換電容[7]。切換LC諧振網(wǎng)絡，相位噪聲、調(diào)節(jié)范圍和功耗都可以各自優(yōu)化，但是占用面積大、成本高；切換電感通常用于 10 GHz以上的通信電路中以獲得好的相位噪聲性能；增大KVCO結構簡單、易于實現(xiàn)卻以相位噪聲的惡化為代價；切換電容一般為二進制權重結構，在合適的面積下獲得好的相位噪聲而獲得廣泛的應用，但是其多位的切換開關在導通時會降低Q值而惡化相位噪聲，在關閉時會帶來大的寄生電容而減小調(diào)節(jié)范圍。

針對于全波段全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(GNSS)接收機的應用，本文提出了離散工作區(qū)域且調(diào)諧曲線線性化的寬帶LC-VCO，以獲得低功耗和低相位噪聲性能。

2 電路設計

目前，在建和運行的 GNSS系統(tǒng)有：美國的GPS、俄羅斯的GLONASS、歐洲的Galileo和中國的北斗二代。各系統(tǒng)的GNSS信號頻率分布如表1所示，但北斗二代沒有官方公開的參數(shù)。GNSS信號集中在1176 MHz到1605 MHz，二倍頻的VCO覆蓋這些頻率并考慮到PVT引起的±10%的頻偏，頻率調(diào)節(jié)范圍應超過1.1 GHz。由于GNSS信號主要集中在兩個區(qū)域：區(qū)域 I(1150～1250 MHz)和區(qū)域II(1550～1650 MHz)，這意味著VCO至少有600 MHz的調(diào)諧范圍是無用的。采用離散工作區(qū)域的寬帶 VCO非常有意義，因為兩個區(qū)域的相位噪聲和功耗可單獨優(yōu)化，減小電容切換陣列的位數(shù)而節(jié)省面積。傳統(tǒng)的累積型可變電容 A-MOS其電容與兩端電壓的關系(C.-V)曲線如圖1所示，C.-V曲線只在[-0.2V,0.2V]內(nèi)是線性的，當控制電壓VCTRL在[0V,1V]內(nèi)調(diào)節(jié)時，有效調(diào)節(jié)范圍只有0.4 V。傳統(tǒng)的VCO 通過增大KVCO或增加電容切換陣列位數(shù)來實現(xiàn)其寬調(diào)節(jié)范圍，但這帶來性能惡化或面積增大的后果。

表1 GNSS信號頻率分布

圖1 傳統(tǒng)AMOS的C.-V曲線

本文提出的離散工作區(qū)域且調(diào)諧曲線線性化的寬帶VCO如圖2所示，由于PMOS管有更小的閃爍噪聲，采用PMOS VCO和頂偏置電流源，保證1 V電壓下獲得低相位噪聲。MP1和MP2為交叉耦合對管，產(chǎn)生負阻補償 LC諧振腔的損耗以維持持續(xù)振蕩。電感L0和等效的可變電容Cvar_eq組成主諧振網(wǎng)絡，L0為頂層金屬制作的對稱螺旋片上電感，電感值在調(diào)節(jié)范圍、相位噪聲和功耗之間權衡和優(yōu)化得到。Cvar_eq采用線性化補償技術，實現(xiàn)VCTRL有效范圍內(nèi)的線性調(diào)節(jié)。Cvar_eq如圖2左下部分所示，兩個串聯(lián)連接的A-MOSCvar1,Cvar2，加的偏置電壓分別為VB1和VB2，由于差分對稱性相似的連接在另一端。當VCTRL在0～1 V內(nèi)變化時，Cvar1兩端電壓從-VB1到 1-VB1變化，Cvar2兩端電壓從-VB2到1-VB2變化，VB1在本文的設計中為0 V，Cvar_eq可計算為

由式(1)可看出，當VB1與VB2相等時，Cvar1與Cvar2的變化趨勢一樣，因此Cvar_eq的C.-V曲線變化趨勢與圖1相同，Cvar_eq可等效為一個A-MOS可變電容。當VB1與VB2不相等時，Cvar1與Cvar2的C.-V調(diào)諧曲線相當于有一個VB2-VB1的偏移，圖3(a)所示為VB2-VB1=0.5 V時，Cvar1與Cvar2各自的歸一化C.-V曲線。Cvar_eq的C.-V曲線如圖3(b)所示，其變化斜率在0.1～0.9 V范圍內(nèi)都近似相等，根據(jù)

可知VCO的KVCO在VCTRL的有效范圍0.1～0.9 V范圍內(nèi)近似相等。線性的C-V曲線，使Cvar_eq在單位周期內(nèi)的平均值波動較小，且Cvar_eq為兩個串聯(lián)連接的A-MOS，則單個A-MOS承受的電壓波動進一步減小，這大大地減小了由幅度調(diào)制向頻率調(diào)制(AM-FM)[8]的轉(zhuǎn)換。

VCO的離散區(qū)域工作由開關電容陣列來完成，電容陣列的具體連接關系如圖2右下角所示，B2負責工作區(qū)域I和區(qū)域II的切換，B1,B0負責工作區(qū)域的覆蓋和由于PVT引起的頻偏補償。振蕩頻率f可以計算為

圖2 提出的寬帶LC-VCO結構

圖3 歸一化的C.-V曲線

其中CSW表示開關電容陣列總的等效電容，Cd,S2,Cd,S0表示當開關S2,S0斷開時，其MOS管漏極邊沿的寄生電容，Cpar表示來自電感、有源器件、互連線的固定寄生電容。在B2控制的開關電容中，S2是切換開關，其尺寸應取大些減小導通時串入的電阻以獲得低的相位噪聲，但其斷開時引入一個大的寄生電容Cd,S2而減小調(diào)節(jié)范圍。MN12,MN13和MP12,MP13分別在開關導通和斷開時給金屬-絕緣介質(zhì)-金屬(MIM)電容C2加上直流偏置電壓，防止其浮的直流偏置而導致S2弱反型導通，惡化相位噪聲。MN12,MN13和MP12,MP13都取最小的單位尺寸，以減小寄生電容并節(jié)省面積。C2需認真選取，當S2閉合時，C2接入，使VCO工作于兩倍頻的區(qū)域I[2.3 GHz,2.5 GHz]內(nèi)；S2斷開時，C2斷開，使VCO工作于兩倍頻的區(qū)域II[3.1 GHz,3.3 GHz]內(nèi)。B1,B0控制的電容陣列C1,C0，連接關系與B2控制的C2相似，但切換電容C1,C0和切換開關S1,S0按二進制權重選取，控制B2選好工作區(qū)域后，B1,B0保證在各種極端工藝角和溫度下，VCO的調(diào)節(jié)范圍可靠覆蓋該工作區(qū)域。

MP3,MP4組成的電流源對電源電壓上的噪聲有很好的抑制能力，由于采用PMOS管，其制作在N阱上，對來自襯底的噪聲天生有良好的抑制能力。但電流源也會引入一個大的噪聲源[9]，該噪聲源會串到 LC諧振網(wǎng)絡且上混頻到振蕩頻率附近，極大地惡化相位噪聲性能。R1和MP5組成低通濾波器，濾除來自于MP3,MP4的1/f噪聲，使電流源引入的噪聲基本只剩下溝道噪聲。參考電流Iref可配置，實現(xiàn)功耗和相位噪聲間的優(yōu)化。

3 測試結果

本文提出的離散工作區(qū)域帶線性補償?shù)膶拵C-VCO在0.13 μm CMOS 1P6M 工藝上成功流片，芯片集成低噪聲放大器、下混頻器、復數(shù)濾波器和中頻放大器，已應用在全波段GNSS接收機中。圖4為本文提出的PMOS負阻寬帶LC-VCO的顯微照片，VCO 占用面積為 650×370 μm2。VCO經(jīng)二分頻輸出的本振信號，其頻率與控制電壓(F.-V)曲線通過調(diào)節(jié)VCTRL和VCO的波段控制碼，在本振放大器輸出端口測得。F.-V曲線如圖5所示，區(qū)域I的頻率范圍為1110～1280 MHz，區(qū)域II的頻率范圍為1440～1840 MHz。由測量結果可知，所設計的離散工作區(qū)域的寬帶 VCO完全能在各種工藝角下覆蓋GNSS的所有信號頻段。同時從圖5可以看出，當VCTRL在0.1～0.9 V內(nèi)調(diào)節(jié)時，各條F.-V曲線對應的頻率基本上是線性變化，即KVCO基本恒定，這表明本文的可變電容線性化補償技術是有補償效果的。測量的相位噪聲如圖6所示，當頻偏為100 kHz時，VCO 相位噪聲小于-92 dBc/Hz，當頻偏為 1 MHz時，對應的相位噪聲好于-120 dBc/Hz。在整個頻率調(diào)節(jié)范圍內(nèi)，所提出的VCO在1 V的電源電壓下，消耗電流2 mA。表2列出了所提出的低功耗寬帶LC-VCO與近年來發(fā)表的論文中的LC-VCO測試結果的比較。評估 VCO性能指標的品質(zhì)因數(shù)(FOMT)[10]考慮到了VCO的相位噪聲、功耗、頻率調(diào)節(jié)范圍(FTR)：

圖4 芯片的顯微照片

圖5 測量的VCO F.-V曲線

圖6 測量的VCO相位噪聲

FOMT越小，VCO性能越好。其中ω0是VCO振蕩的中心頻率，ωmax和ωmin分別為 VCO 振蕩的最高和最低頻率，Δω是偏移頻率，L(Δω)是測量的頻偏處的相位噪聲，P是VCO消耗的直流功耗。PVCO指以 PMOS管為交叉對管的 VCO,NVCO指以NMOS管為交叉對管的 VCO,CVCO指以互補CMOS管為交叉對管的VCO。

4 結論

本文提出了一種離散工作區(qū)域且調(diào)諧曲線線性化的LC-VCO，與基于傳統(tǒng)的LC-VCO比較表明：基于新結構實現(xiàn)的VCO，較小的面積保證了較寬的頻率工作范圍，同一條調(diào)諧曲線上KVCO基本恒定且拓寬了VCTRL有效調(diào)節(jié)范圍，以低功耗獲得好的相位噪聲性能。提出的電路在0.13 μm CMOS工藝中實現(xiàn)，電源電壓為1 V時，工作電流僅2 mA，獲得了49.5%的調(diào)節(jié)范圍，已成功應用于全波段GNSS接收機中。本文提出的 VCO也可應用于其它兼容多種通信標準而載波頻率寬范圍、離散區(qū)域分布的無線收發(fā)機中。

表2 與近年來發(fā)表的VCO性能比較

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