新型橫向磁通永磁電機不同控制策略的對比實驗

涂小濤 辜承林

（華中科技大學電氣與電子工程學院 武漢 430074）

1 引言

近年來，通過對先進驅(qū)動方式的探索和實踐，電動汽車采用高效直驅(qū)輪轂電機的理念已經(jīng)形成。這種新的理念就是用分布式直接驅(qū)動方式（多臺電機）替代傳統(tǒng)的集中式間接驅(qū)動方式（一臺電機），揚棄燃油發(fā)動機的車橋結構和傳動機構，效率高、控制靈活、結構簡約。

橫向磁通永磁電機（Transverse-Flux Permanent Magnet Motor，TFPMM）以低速性能好、轉(zhuǎn)矩密度高的特點成為直驅(qū)式電動汽車輪轂電機的優(yōu)選實施方案[1-3]。但現(xiàn)有TFPMM拓撲結構的工藝復雜，基本上不具備小型化基礎[4-6]。相比之下，文獻[7]提出的拓撲，結構和工藝都相對簡單，可較好滿足輪轂驅(qū)動需要，但依然存在TFPMM功率因數(shù)偏低的問題[8-12]，亟待探索技術解決方案。

為此，本文以實用控制方式為基礎，分別以永磁同步電機（Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM）和無刷直流電機（Brushless DC Motor，BLDCM）兩種驅(qū)動模式，對一臺3kW（直流側(cè)60V，50A）新型 TFPMM 實驗樣機進行綜合實驗研究，探討有實用價值的直驅(qū)式輪轂電機的先進控制手段。

2 實驗樣機

新型TFPMM實驗樣機為三相8對極外轉(zhuǎn)子輪轂結構，軸向磁化的永磁體沿圓周均勻分布，由鋁環(huán)定位圈固定在轉(zhuǎn)子內(nèi)側(cè)；永磁體銜于定子U形磁軛中，氣隙為軸向，三相磁軛相互錯開15°機械角度（即120°電角度），永磁體、軸向氣隙和定子磁軛構成閉合磁路。圖1a和1b分別為3kW樣機三維剖切圖和實物照片，樣機參數(shù)見表1。

圖1 新型橫向磁通永磁輪轂電機Fig.1 Novel transverse-flux permanent magnet motor

表1 樣機參數(shù)Tab.1 Parameters of the prototype

這種新型電機的特點是三相磁路相互解耦，相間無互感，永磁體軸向磁化，磁體數(shù)目減半，軸向尺寸縮短，結構簡單，定子線圈繞制簡便。同時，采用外轉(zhuǎn)子結構以扁平外形與輪轂匹配，適合于電動汽車的直接驅(qū)動。

3 PMSM驅(qū)動模式

3.1 U/f=C控制

實驗采用常規(guī)VVVF變頻調(diào)速方式，由正弦波變頻機組供電，首先以常規(guī)U/f=C（U為相電壓，選取U/f=24V/50Hz）方式控制新型 TFPMM 作PMSM運行，保持轉(zhuǎn)速n=375r/min不變，逐漸增加負載。表2為一組典型實驗數(shù)據(jù)（轉(zhuǎn)矩采用標幺值，基值Tb=45N·m，全文同）。結果表明，此時電機的功率因數(shù)和效率都比較低。實際上，這是新型TFPMM 電感較大（相間無互感）、漏磁也比普通PMSM嚴重所致[12]。

表2 一組U/f=C控制實驗數(shù)據(jù)Tab.2 A set of results with U/f=C control

3.2 V形曲線測定

鑒于U/f=C運行方式不能很好滿足驅(qū)動需要，有必要對TFPMM的電壓與電流控制規(guī)律作更深入的探討，以尋求更合理的運行控制方式。由于交、直軸磁路相近，新型TFPMM可視作隱極PMSM處理，忽略電阻壓降和電樞反應影響，恒速恒轉(zhuǎn)矩（即空載反電動勢E0和電流交軸分量Iq不變）運行的相量圖如圖2所示。圖示結果表明，隨電壓調(diào)節(jié)，一方面功率因數(shù)可連續(xù)變化，甚至可達到 1（對應圖中U3，I3重合），另一方面電流I出現(xiàn)最小值（電流直軸分量Id=0時，對應圖中U2，I2），即電流與電壓間呈V形曲線關系。這也預示了一種改善電機運行性能（提高功率因數(shù)和效率）的新途徑。

圖2 恒速恒轉(zhuǎn)矩相量圖Fig.2 Phasor diagram with constant speed and torque

為此，計算并繪制出不同負載轉(zhuǎn)矩下的理想V形曲線簇，如圖3所示。圖3中虛線表示電機不穩(wěn)定區(qū)域界限，實際運行時該界限會向右下方移動。實驗測定的V形曲線簇如圖4所示，與圖3的理論分析結果基本吻合。

圖3 理想V形曲線簇Fig.3 Ideal V-shaped curve clusters

圖4 實測V形曲線簇Fig.4 The tested V-shaped curve clusters

顯然，若能調(diào)控電壓，使電機始終能運行于V形曲線簇中的Id=0點，則電機的效率應有明顯提升，功率因數(shù)也應有所變化。

3.3 Id=0控制

為探討Id=0控制效果，擬與U/f=C作直接比較。參照圖3，Id=0時效率和功率因數(shù)表達式為

式中p0——空載損耗；

Rs——相電阻；Xs——同步電抗。

而U/f= C控制時，效率和功率因數(shù)分別為

由于電流交軸分量Iq在實驗中不可測，可換算成負載轉(zhuǎn)矩，近似換算公式如下

按樣機參數(shù)，根據(jù)式（1）～式（5）計算并繪制相同轉(zhuǎn)速下兩種控制方式的效率和功率因數(shù)曲線，如圖5所示，而對應的實驗結果如圖6所示。

圖5 Id=0控制與U/f=C控制計算結果比較Fig.5 Compared calculative results with Id=0 and U/f=C

圖6 Id=0控制與U/f=C控制實驗結果比較Fig.6 Compared experimental results with Id=0 and U/f=C

理論與實驗結果對比表明，Id=0控制時電樞電流全部貢獻于電磁轉(zhuǎn)矩，相同轉(zhuǎn)矩下幅值最小，損耗減小，效率提高，功率因數(shù)也有明顯改善，但隨負載增大，功率因數(shù)還是呈下降趨勢（額定負載時降至0.67左右）因而還存在進一步改善的需要。

由于Id=0控制的實質(zhì)是電流與反電動勢軸線重合，這等同于直流電動機運行時的相位關系。因此，理論上講，TFPMM有可能通過 BDLCM驅(qū)動模式最終解決功率因數(shù)偏低的問題。

4 BLDCM驅(qū)動模式

4.1 正常換相

基于TFPMM高功率因數(shù)運行需要，由PMSM模式下的Id=0控制自然轉(zhuǎn)入 BLDCM 驅(qū)動模式探討。從降低成本考慮，本實驗選用最通用的兩兩導通（120°工作方式）BLDCM 控制器，母線電壓為60V。

采用正常換相方式（換相角對應滯后反電動勢過零點30°電角度），表3為一組典型實驗數(shù)據(jù)（效率折算至電機端口）。此時電機效率仍不夠高，機械特性亦偏軟，負載能力不強（但不失步），仍未達到預期效果。

表3 一組正常換相方式實驗數(shù)據(jù)Tab.3 A set of results with conventional commutation

探究原因，與常規(guī)BLDCM不同，新型TFPMM等效電感值較大（無相間互感），且為低壓大電流系統(tǒng)，致使換相過程相對較長，電流相位滯后，與反電動勢軸線發(fā)生偏移，且負載越大，電流越大（甚至出現(xiàn)電流連續(xù)），偏移愈嚴重，性能影響也就愈明顯。此外，與普通直流電動機相似，負載電流較大時，電樞反應還會導致氣隙合成磁場畸變，反電動勢軸線前移，電流相位進一步滯后，電機性能進一步惡化。實測正常換相時對地電壓與相電流波形如圖7所示（= 0 .46），與分析結果吻合。

圖7 正常換相時對地電壓與相電流波形Fig.7 Actual waveforms of terminal voltage and phase current in conventional commutation

4.2 提前換相

在有刷直流電動機中，大容量電機通過補償繞組和換相極來削弱電樞反應和抵消電抗電動勢，從而改善換向條件，而小容量電機一般采用逆轉(zhuǎn)向移動電刷的做法，其本質(zhì)在BLDCM中就相當于提前換相。有鑒于此，可通過采用提前換相方式，削弱新型TFPMM換相過程長和電樞反應的不利影響，一定程度改善電流波形的同時，為二極管續(xù)流提供更為充足的空間，創(chuàng)造有利于電流與反電動勢軸線重合（等效于Id=0）的環(huán)境，此時二者乘積最大，即轉(zhuǎn)矩電流比最大，從而有效提高電機運行性能。這與普通 BLDCM 提前換相以實現(xiàn)恒功率弱磁擴速目的不盡相同[13-16]。下面就實驗結果作進一步分析。

實驗仍采用120°工作方式的通用BLDCM控制器，通過添加自制可移動式位置傳感器裝置獲得所需的提前換相角α。圖 8為實測α=30°、=0.46時對地電壓與相電流波形，對比圖7結果表明，負載較大時，提前換相可使電流明顯減小，電機性能確有明顯改善。

圖8 提前換相時對地電壓與相電流波形Fig.8 Actual waveforms of terminal voltage and phase current in phase advance commutation

進一步地，隨著負載轉(zhuǎn)矩變化，測定一組不同提前換相角對電機運行特性的影響，對比實驗結果如圖9所示。結果表明，適當提前換相，確能有效改善電機性能，使機械特性變硬，效率和負載能力均明顯提升。

圖9 不同提前換相角時性能對比Fig.9 Compared results with different phase advance angles

為獲得符合最大轉(zhuǎn)矩電流比的最佳運行控制，認為相同轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速下直流母線電流最小時對應的提前換相角為最佳。理論上，不同負載轉(zhuǎn)矩對應的最佳提前換相角不同，且隨負載轉(zhuǎn)矩的增大而增大。實測最佳提前換相角與負載轉(zhuǎn)矩間的擬合關系曲線如圖10所示。據(jù)此，以霍爾位置信號為基準，通過軟件算法對換相過程和電樞反應進行相應的提前換相補償，可使新型TFPMM獲得較為滿意的運行性能。

圖10 最佳提前換相角與負載轉(zhuǎn)矩的關系曲線Fig.10 The relation curve between optimal phase advance angle and load torque

5 驅(qū)動控制方案比較

新型TFPMM采用普通他控變頻方式（U/f= C）作PMSM運行時，效率和功率因數(shù)都比較低，采用Id=0控制后，雖然效率有所提高，功率因數(shù)有所改善，但仍不能從根本上解決功率因數(shù)偏低的問題。同時，為保證較好起動性能和足夠的過載能力，常規(guī)SPWM控制器容量偏大，所需車載蓄電池組串聯(lián)數(shù)也較多，這既增加了車重，還加劇了空間放置矛盾。

相比之下，BLDCM 驅(qū)動模式更顯經(jīng)濟；與正常換相情形相比，提前換相方式還可有效削弱換相過程長和電樞反應的不利影響，并有可能獲得最大轉(zhuǎn)矩電流比，從根本上綜合解決電機的功率因數(shù)、效率和出力問題，從而使車載蓄電池數(shù)量和系統(tǒng)成本都有可能得到有效的控制。

6 結論

本文致力于新型TFPMM的實驗研究。樣機實驗結果表明，輔以合理運行控制方式，電機的性能可以滿足直驅(qū)式電動汽車輪轂電機的應用需要。對比結果進一步證實，提前換相的BLDCM驅(qū)動模式最為合理，而實測最佳提前換相角與負載轉(zhuǎn)矩的關系曲線亦為進一步深入研究新型TFPMM在直驅(qū)式電動汽車中的應用提供了更有力的理論依據(jù)和技術支撐。

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