單一直流電源供電七電平級聯(lián)逆變器的研究

陳元娣 林 潔 劉滌塵 朱忠尼

（1.武漢大學電氣工程學院 武漢 430072 2.空軍雷達學院 武漢 430019）

1 引言

采用多電平逆變器是實現(xiàn)高壓大容量電能變換的有效途徑，多電平逆變器拓撲及控制策略已成為研究的熱點。與傳統(tǒng)的二電平逆變器相比，多電平逆變器具有使用低壓器件實現(xiàn)高電壓等級輸出，輸出電壓的 dv/dt小、波形質(zhì)量好等優(yōu)點[1-2]。目前研究較多的主電路拓撲主要有二極管鉗位式多電平逆變器、飛跨電容式多電平逆變器和級聯(lián)型多電平逆變器[3-7]。其中，級聯(lián)型多電平逆變器不僅具有其他多電平逆變器的共有優(yōu)點，而且實現(xiàn)輸出相同電平數(shù)所需器件最少，不存在直流側(cè)電容不均壓等問題，可靠性高，是高電壓輸出逆變器的首選拓撲結(jié)構(gòu)[8-9]。但級聯(lián)逆變器的每一個 2H單元都需要一個獨立的直流電源，輸出電平數(shù)越多，需要的獨立直流電源數(shù)也越多，這將導致電路結(jié)構(gòu)復雜，故障檢測和判斷困難。在有些場合下，比如光伏并網(wǎng)發(fā)電，不允許電網(wǎng)向直流電源，即太陽能極板回饋電能，如果使用級聯(lián)逆變器，需要采取一定的控制措施。

文獻[10-11]中提出了一種應用于電機驅(qū)動的由兩個2H橋構(gòu)成的級聯(lián)逆變器，只需一個直流電源，另一個電源為電容，通過檢測電容電壓及逆變器輸出電流的方向來控制電容充放電，使電容電壓為直流電源電壓的一半。同時采用消諧波法來計算級聯(lián)逆變器輸出階梯波的觸發(fā)角，這種計算的基礎(chǔ)是電容電壓嚴格保持為電源電壓的一半，實際電容電壓是波動的，因此，輸出電壓仍然有一定含量的低次諧波。本文提出了一種控制相對簡單、不同開關(guān)模式的單一直流電源供電的七電平階梯波輸出的級聯(lián)逆變器，階梯波觸發(fā)角的計算無需電容電壓嚴格保持為電源電壓的一半。文中闡述了七電平級聯(lián)逆變器的基本工作原理，通過理論分析和仿真結(jié)果，提出了這種級聯(lián)逆變器的控制方法，最后通過實驗結(jié)果驗證了分析的正確性。結(jié)果表明，這種級聯(lián)逆變器不但控制簡單，能輸出很好的電壓波形，還可以減少直流電源數(shù)，提高直流電源的利用率。

2 新型級聯(lián)多電平逆變器結(jié)構(gòu)

2.1 新型2H橋級聯(lián)逆變器的電路拓撲

圖1是單相2H橋逆變電路，假設(shè)逆變器采用單極性SPWM控制，感性負載電流i和電壓LV的方向如圖1所示。

圖1 單相2H橋逆變電路Fig.1 Single-phase 2H-bridge

設(shè) S1與 S2、S3與 S4是兩對互補的開關(guān)對，在負載電流 i的正半周，若導通 S3與 S2，負載電壓VL=Vdc，直流電源Vdc對負載輸出電能；若導通S4、S2或S3、S1，負載電壓VL=0，直流源不輸出電能；若導通 S4、S1，負載電壓 VL=-Vdc，負載向直流源回饋電能。在負載電流i的負半周，若導通S1、S4，負載電壓 VL=-Vdc，直流源輸出電能；若導通 S4、S2或S3、S1，負載電壓VL=0，直流源不輸出電能；若導通S3、S2，負載電壓VL=Vdc，負載向直流源回饋電能；綜上，負載電壓 VL=0時，直流源不輸出電能；當負載向直流源回饋電能時，直流源吸收電能，因此，直流源的利用率比較低。

如果采取一定的措施，當負載電壓為零時，使單相 2H橋直流源的一部分電能轉(zhuǎn)移到其他儲能元件中儲存起來，當負載回饋電能時，把被直流源吸收的電能的全部或大部分也轉(zhuǎn)移到儲能元件中存儲起來，而在需要對負載輸出更多電能時，將這些存儲起來的電能同直流源一起對負載輸出，這樣就可以提高直流源的利用率，同時可減少像光伏這樣的新能源發(fā)電場合所需串聯(lián)的太陽能極板數(shù)，這就是新型級聯(lián)逆變器的工作原理。

圖2是改進后的級聯(lián)逆變器應用于光伏并網(wǎng)發(fā)電的電路拓撲，負載端接入電網(wǎng)，圖中的電容C就是用于儲存電能的儲能元件。把S1～S4組成的逆變器定義為主逆變器，S5～S8組成的逆變器稱為附加逆變器。

圖2 新型2H橋級聯(lián)逆變器的電路拓撲Fig.2 Topology of new 2H-bridge cascaded inverter

2.2 級聯(lián)方式分析

2.2.1 工作模式

設(shè) i(t)與 ugrid(t)相位相同，則 uAB(t)超前 ugrid(t)一個角度φ，電壓、電流的矢量關(guān)系如圖3所示。

圖3 電壓、電流的矢量關(guān)系圖Fig.3 The vector diagram of the voltage and the current

設(shè) Ugrid=Ugrid∠0°，I=I∠0°，UAB=UAB∠φ，則有

式中，ω為電網(wǎng)電壓角頻率。

級聯(lián) 2H橋單元間直流電壓的不同比值，其級聯(lián)的電平數(shù)是不相同的。單元間電壓比值為 1∶2這種級聯(lián)方式應用較多。變換器 1（主逆變器）和變換器2（附加逆變器）有如下兩種常規(guī)工作方式。

圖4 七臺階級聯(lián)方式Fig.4 Seven-step cascaded mode

（2）五臺階級聯(lián)方式。五臺階級聯(lián)工作方式如圖5所示。整個周期由 -V、-V、0、V、V

dcdc dcdc五個臺階組成，在θ1～φ期間，附加逆變器電容處于充電狀態(tài)，φ～θ2和π-θ2～π- θ1期間電容器處于放電狀態(tài)，在θ2～π- θ2期間，電容器既不充電也不放電，負半周工作過程與正半周類似。這種級聯(lián)方式的優(yōu)點是：通過適當?shù)目刂聘郊幽孀兤麟娙莸某?、放電角度，可以達到V=V的目的。它的缺點是：

C dc臺階數(shù)太少，波形的紋波太大。

圖5 五臺階級聯(lián)方式Fig.5 Five-step cascaded mode

2.2.2 一種新的級聯(lián)方式

根據(jù)以上分析，兩種常規(guī)的級聯(lián)方式都存在一些不足。本文提出一種新的級聯(lián)方式。它既可以實現(xiàn)兩個 2H橋級聯(lián)后輸出七電平的效果，又可以實現(xiàn)電容電壓平衡控制。

（1）新的級聯(lián)逆變器的工作方式如圖6所示。由于u2波形不對稱，故將這種工作方式稱為不對稱工作方式。根據(jù)圖 6中θ1-θ2大于或小于φ，電路有兩種工作模式，圖6a是φ＜θ2-θ1方式，圖6b是φ＞θ2-θ1工作方式。

（2）φ＜θ2-θ1級聯(lián)方式的工作過程分析如下。

（a）[0°，θ1]區(qū)間，根據(jù)圖6a中uS與i的關(guān)系，圖 2中 S1、S3和 S5、S7導通。等效電路如圖 7a所示，電容器C與直流電源Vdc既不充電也不放電。

（b）[θ1，φ]區(qū)間，S1、S3和 S5、S8導通。等效電路如圖7b所示，電流i對電容器C充電。

圖6 不對稱級聯(lián)方式Fig.6 Asymmetrical cascaded mode

（c）[φ，θ2]區(qū)間，S1、S3和 S5、S8導通。等效電路如圖7c所示，電容器C放電。

（d）[θ2，θ3]區(qū)間，S1、S4和 S5、S7導通。等效電路如圖7d所示，電容器C既不充電也不放電，直流電源Vdc放電。

圖 7 φ＜θ2-θ1時電路工作模式Fig.7 The circuit operating modes when φ＜θ2-θ1

（e）[θ3，π- θ3]區(qū)間，S1、S4和 S5、S8導通。等效電路如圖7e所示，電容器C和電源Vdc放電。

（f）[π- θ3，π- θ2]區(qū)間，同[θ2，θ3]區(qū)間，電容器C既不充電也不放電，直流電源Vdc放電。

（g）[π- θ2，π- θ1]區(qū)間，同[φ，θ2]區(qū)間，電容器C充電，直流電源Vdc放電。

（h）[π- θ1，π]區(qū)間，同[0°，θ1]區(qū)間。

下半周期電路工作過程與上半周期相類似，在此不再贅述。

設(shè)電流I=Imsin(ωt-φ)，電容器C在一個工作周期內(nèi)充放電應保持平衡，設(shè)電容器C兩端電壓為Vdc/2，可以得到

（3）φ＞θ2-θ1級聯(lián)方式的工作過程分析如下。

（a）[0°,θ1]區(qū)間，根據(jù)圖 6b 中 uS與 i的關(guān)系，圖 2中 S1、S3和 S5、S7導通。電容器 C與直流電源Vdc既不充電也不放電。

（b）[θ1，θ2]區(qū)間，S1、S3和 S5、S8導通。電流i對電容器C充電。

（c）[θ2，φ]區(qū)間，S1、S4和 S5、S7導通。電容器C既不充電也不放電。

（d）[φ，θ3]區(qū)間，S1、S4和 S5、S7導通。電容器C既不充電也不放電，直流電源Vdc放電。

（e）[θ3，π-θ3]區(qū)間，S1、S4和S5、S8導通。電容器C和電源Vdc放電。

（f）[π-θ3，π-θ2]區(qū)間，S1、S4和 S5、S7導通。電容器C既不充電也不放電，直流電源Vdc放電。

（g）[π-θ2，π-θ1]區(qū)間，S1、S4和 S6、S7導通。電容器C充電，直流電源Vdc放電。

（h）[π-θ1，π]區(qū)間，同[0°，θ1]區(qū)間。

下半周期電路工作過程與上半周期相類似，在此不再贅述。

同樣，可推得電容器C在一個工作周期內(nèi)充放電應保持平衡，也滿足式（2）。

（4）對兩種工作模式進行分析，由前面分析可以看出，當φ大時，充電能量較大，充電能量的控制可通過調(diào)節(jié)θ1，θ2或θ3來實現(xiàn)。由式（1）可知，在Ugrid、ωL一定的情況下，φ 與注入電網(wǎng)電流i大小有關(guān)，大電流注入時，充電能量較大，φ 較小時，充電能量小于φ 較大時的充電能量，為了平衡充放電能量，滿足式（2）的要求，也需要通過調(diào)節(jié)θ1，θ或θ實現(xiàn)電容電壓V=V的目的。23C dc

上述兩種模式在實際工作情況中可能存在，即都需要調(diào)節(jié)θ1，θ2或θ3。對于階梯波合成的輸出電壓 uAB，調(diào)節(jié)θi（i=1，2，3）都會影響輸出波形的諧波，下面分析調(diào)節(jié)θi（i=1，2，3）對輸出波形的影響，最后確定合適的調(diào)節(jié)參數(shù)。

（5）θi（i=1，2，3）對輸出諧波的影響分析如下。根據(jù)文獻[12]提出來的算法，可以求得標準角度為θ1=10°，θ2=30°，θ3=60°。分別改變θ1，θ2和θ3，可得到輸出電壓uAB的諧波數(shù)據(jù)，見表1～表4。

表1 增加2°諧波百分比Tab.1 Harmonic wave percentage when increased by 2°

表2 減小2°諧波百分比Tab.2 Harmonic wave percentage when decreased by 2°

表3 增加4°諧波百分比Tab.3 Harmonic wave percentage when increased by 4°

表4 減小4°諧波百分比Tab.4 Harmonic wave percentage when decreased by 4°

從表 1～表 4可以看出，單獨改變θ1，θ2或θ3對諧波影響差別不是太大，但θ3對電容器的充、放電影響更大一些，因此，通過改變θ3來達到電容器充、放電平衡更合適一些。

（6）根據(jù)上面的分析，采用如圖8中所示方法控制，控制器通過Vdc和電容電壓VC得到最佳控制角θi（i=1，2，3），外環(huán)電容電壓通過反饋與參考電壓Vdc/2比較后再通過調(diào)節(jié)器改變θ3，達到將電容電壓穩(wěn)定在Vdc/2處的目的。

圖8 控制框圖Fig.8 The control block diagram

3 新型級聯(lián)逆變器在光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中的應用

為了驗證本文提出來的級聯(lián)逆變器及其控制方法的正確性，搭建了一種太陽能光伏發(fā)電級聯(lián)逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)進行了實驗，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖9所示。圖中，僅給出單相系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。

圖9中，前兩個2H橋單元按照本文提出來的控制方法產(chǎn)生七電平階梯波，第三個 2H橋單元采取電流滯環(huán)跟蹤控制，兩部分疊加在一起形成輸出電壓。太陽能光伏電池板電壓通過 DC-DC變換器后進行電壓升壓，同時在這一級中完成最大功率點跟蹤（Maximum Power Point Tracking，MPPT）。系統(tǒng)以TMS320LF2407 DSP為核心控制器，控制中鎖相環(huán)電路使并網(wǎng)電流 i與電網(wǎng)電壓 ugrid同相位，通過鎖相環(huán)電路給出的參考基準，DSP按照圖8所示控制方法，計算出并實時調(diào)節(jié)導通脈沖。第三個2H橋單元通過MPPT算法以后得到并網(wǎng)的預置電流，該電流與電網(wǎng)的基波相乘后作為并網(wǎng)電流的參考值，該電流和入網(wǎng)電流 i比較的誤差信號通過滯環(huán)跟蹤控制后產(chǎn)生S9～S12控制信號。

圖9 級聯(lián)逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.9 Structure of cascaded grid-connected inverter

實驗條件如下：電網(wǎng)電壓為 220V；濾波電感5mH；儲能電容為 5600μF/400V；第一個 2H橋單元太陽能極板電壓經(jīng) DC-DC變換后輸出電壓在160V左右變化，在額定光照強度和環(huán)境溫度下，通過太陽能極板的配置，第三個 2H橋單元輸入直流電壓為 160V左右；第三單元器件開關(guān)頻率為20kHz。圖10a為逆變器輸出電流與電網(wǎng)電壓波形，輸出電流與電網(wǎng)電壓同相；圖10b為儲能電容C兩端電壓波形，電壓在80V上下波動，說明對電容器的充放電控制是有效的；圖10c為第三單元與新型級聯(lián)逆變器輸出電壓波形，圖中，u1為新型級聯(lián)逆變器輸出電壓波形，可見，在一個周期內(nèi)，共有七個電平，分別為：80V、160V、240V、0V、-80V、-160V、-240V；圖4d為第三單元與逆變器總的輸出電壓波形，u1為逆變器總的輸出電壓波形，逆變器總的輸出電壓波形的主體是七電平階梯波，階梯波中夾雜的高頻是第三單元的控制疊加的效果。

圖10 實驗波形Fig.10 Experimental waveforms

4 結(jié)論

本文提出了一種以電容器作為儲能元件的單一直流電源供電的級聯(lián)逆變器拓撲結(jié)構(gòu)，分析了電路的兩種工作模式，提出了保持電容器充放電能量平衡的控制方法，最后通過實驗，取得了滿意的結(jié)果，與理論分析一致。分析表明這種控制方式的級聯(lián)逆變器僅需要一個直流電源，可形成七電平輸出，同時又可提高直流源的利用率，可適用于像光伏這樣的新能源發(fā)電場合。

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