變頻器逆變單元死區(qū)效應(yīng)分析及其補(bǔ)償

王旭陽，劉文生，張廣遠(yuǎn)

（大連交通大學(xué) 電氣信息學(xué)院，遼寧 大連116028）

0 引 言

基于恒壓頻比控制的通用變頻器廣泛應(yīng)用于現(xiàn)代交流調(diào)速系統(tǒng)中，在逆變器輸出中，為了防止同一橋臂的上下兩個IGBT直通，需加入4到10μs的死區(qū)時間。雖然死區(qū)時間很短，單個脈沖不足以影響系統(tǒng)性能，但連續(xù)一個周期的效應(yīng)積累卻會對輸出電壓產(chǎn)生很大的影響。尤其在低速及調(diào)制度很高時，死區(qū)會使輸出電壓含有很大諧波分量，電流波形發(fā)生畸變，產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動等。這也是造成V/f控制的通用變頻器低速時帶載能力差，甚至使電機(jī)產(chǎn)生抖動，穩(wěn)定性不好的重要原因之一，造成了通用變頻器應(yīng)用領(lǐng)域范圍的減少。因此對逆變器進(jìn)行死區(qū)補(bǔ)償是非常有必要的［1－3］。

死區(qū)補(bǔ)償方法主要是對死區(qū)誤差進(jìn)行電壓補(bǔ)償，或者對損失的PWM脈沖寬度在軟件上進(jìn)行時間的補(bǔ)償，使實(shí)際的開通時間與理想導(dǎo)通時間相一致［4］。這些方法一般都需要負(fù)載電流的極性，但電流在過零點(diǎn)時會產(chǎn)生“零點(diǎn)箝位”，因此提高電流檢測的精度對死區(qū)補(bǔ)償至關(guān)重要。

本文詳細(xì)分析了死區(qū)對輸出電壓的影響，并在通用變頻器現(xiàn)有的硬件基礎(chǔ)上，在盡量不增加硬件電路的前提下，對死區(qū)補(bǔ)償方法進(jìn)行了研究。由于電流檢測器件本身以及外界干擾會造成電流零漂，針對零漂現(xiàn)象在軟件上進(jìn)行了自適應(yīng)零點(diǎn)調(diào)整。并在零電流區(qū)域內(nèi)，設(shè)置了電流零點(diǎn)閾值，可以有效改善電流畸變。通過仿真和實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了該死區(qū)補(bǔ)償方法的有效性。

1 死區(qū)效應(yīng)分析

電壓型逆變器誤差波的產(chǎn)生是由于死區(qū)時間內(nèi)的IGBT反并聯(lián)的二極管續(xù)流造成的電壓突變引起的。以A相橋臂為例進(jìn)行分析，電流方向如圖1所示。

圖1 逆變器A相橋臂電流方向

假如負(fù)載為感性負(fù)載，當(dāng)ia＞0時，在死區(qū)時間內(nèi)，電流通過VD4續(xù)流，如圖2所示，輸出電壓會減少TdDd的脈沖；同理當(dāng)ia＜0，死區(qū)時間內(nèi)，電流通過VD1續(xù)流，輸出電壓會增加TdDd的脈沖。其中Ud為直流母線電壓，td為死區(qū)時間，ton為IGBT導(dǎo)通時間，toff為IGBT關(guān)斷時間，Td＝td＋ton－toff。

圖2 A相電壓波形

由以上分析可知，根據(jù)電流極性不同，實(shí)際的輸出電壓與理想輸出電壓在每個脈沖周期里都會相差一個脈沖誤差電壓。采用等時間電壓面積法［5］，可得等效的誤差電壓：

式中，fs為調(diào)制波頻率；fc為載波頻率。

加入死區(qū)的實(shí)際輸出電壓電流波形如圖3所示。

圖3 實(shí)際輸出電壓電流波形

圖3（a）為理想的調(diào)制電壓信號和理想的負(fù)載電流；圖3（b）為加入死區(qū)的電壓等效誤差波；圖3（c）為實(shí)際的輸出電壓。實(shí)際輸出電壓應(yīng)為理想電壓波形與死區(qū)產(chǎn)生的電壓誤差波的疊加。在電流過零點(diǎn)時，電壓誤差波極性也會隨之改變，這樣逆變器在電流過零點(diǎn)時的輸出電壓會發(fā)生突變。圖3（d）為實(shí)際的輸出電流波形。若負(fù)載為感性負(fù)載，電流在過零點(diǎn)時存在“零點(diǎn)箝位”現(xiàn)象［6］。

2 死區(qū)補(bǔ)償方案

一種補(bǔ)償方法是對死區(qū)誤差進(jìn)行電壓補(bǔ)償，即將正弦調(diào)制信號根據(jù)電流極性按照式（1）得到的偏差電壓進(jìn)行修正，即

但這是一種平均補(bǔ)償方法，實(shí)時性和準(zhǔn)確性都不高［7］。為避免平均電壓補(bǔ)償?shù)牟蛔?，采用在每個PWM周期都進(jìn)行死區(qū)補(bǔ)償?shù)臅r間補(bǔ)償方法。忽略開關(guān)管和二極管的導(dǎo)通壓降，則每個PWM周期的死區(qū)誤差時間為

根據(jù)電流極性的不同，在軟件里實(shí)時調(diào)整每個PWM周期的CMPR值，對PWM的占空比進(jìn)行實(shí)時修正，使實(shí)際輸出的PWM占空比與理想的占空比相一致，消除死區(qū)對輸出電壓的影響。

死區(qū)補(bǔ)償軟件流程圖如圖4所示，其中TBPRD為基準(zhǔn)計(jì)數(shù)器的周期寄存器值，T為PWM采樣周期。CMPA為A相輸出的PWM比較寄存器值。

圖4 死區(qū)補(bǔ)償軟件流程圖

小功率通用變頻器三相電流檢測一般采用電阻取樣檢測 ，DSP的AD采樣允許電壓范圍為0～3 V，所以必須對檢測到的三相交流電流進(jìn)行電壓偏移，為提高檢測精度，采用HCLP788芯片實(shí)現(xiàn)電壓偏移及隔離。電路如圖5所示。其中U為電阻采集電壓，UOUT為隔離后的輸出電壓。

由于檢測電路本身以及外界干擾會造成電流零點(diǎn)漂移，使AD采樣的初始零點(diǎn)不準(zhǔn)確。為防止零點(diǎn)漂移，在軟件上進(jìn)行了自適應(yīng)零點(diǎn)調(diào)整，即每次變頻器上電開始，在還沒有運(yùn)行之前，先對零電流進(jìn)行檢測，濾波之后自動調(diào)整為現(xiàn)在的零點(diǎn)位置，提高了電流的檢測精度。

零點(diǎn)箝位現(xiàn)象，會造成零點(diǎn)電流極性檢測困難，所以在電流檢測零點(diǎn)附近設(shè)置電流閾值Δi，在±Δi之內(nèi)不對其進(jìn)行死區(qū)補(bǔ)償，防止因檢測不準(zhǔn)確造成的誤補(bǔ)償。

圖5 電流檢測隔離電路

3 仿真分析

首先在MATLAB上對死區(qū)效應(yīng)進(jìn)行了仿真研究，電機(jī)額定功率5.5 kW，定子電阻3.137Ω，定子漏感為0.01245 H，轉(zhuǎn)子電阻為2.546Ω，轉(zhuǎn)子漏感為0.01236 H，極對數(shù)2，死區(qū)時間10μs，開關(guān)頻率5 kHz。由圖6、7可以看出，加入死區(qū)后電流波形發(fā)生明顯的畸變，同時諧波含量增加，5次和7次諧波分量增加嚴(yán)重。由圖8、9可知，經(jīng)過死區(qū)補(bǔ)償后波形得到很大改善，諧波分量減少。

圖6 加入死區(qū)的A相電流波形

圖7 加入死區(qū)的A相電流諧波

圖8 經(jīng)過死區(qū)補(bǔ)償?shù)腁相電流波形

圖9 經(jīng)過死區(qū)補(bǔ)償?shù)腁相電流諧波

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

對上述補(bǔ)償方法進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，電機(jī)為5.5 kW異步電機(jī)，控制器采用TI公司的TMS320 F2808 DSP，逆變模塊采用7MBR25SB120型IGBT，死區(qū)時間4μs，開關(guān)頻率5 kHz。圖10和圖11分別是輸出3 Hz時，未補(bǔ)償和補(bǔ)償后的電流波形。圖12和圖13分別是輸出10 Hz時，未補(bǔ)償和補(bǔ)償后的電流波形。由圖可知經(jīng)過死區(qū)補(bǔ)償后，有效地改善了電流波形畸變，驗(yàn)證了補(bǔ)償方法的有效性。

圖10 輸出3 Hz死區(qū)未補(bǔ)償電流波形

圖11 輸出3 Hz死區(qū)補(bǔ)償后電流波形

圖12 輸出10 Hz死區(qū)未補(bǔ)償電流波形

圖13 輸出10 Hz死區(qū)補(bǔ)償后電流波形

5 結(jié) 論

死區(qū)效應(yīng)使輸出電壓和電流波形產(chǎn)生畸變，本文詳細(xì)分析了死區(qū)對輸出電壓基波的影響，并對死區(qū)補(bǔ)償進(jìn)行了研究，針對電流檢測的零漂以及零點(diǎn)箝位現(xiàn)象，進(jìn)行了零點(diǎn)自適應(yīng)調(diào)整和零點(diǎn)閾值設(shè)置，通過仿真和實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了補(bǔ)償?shù)挠行?，對現(xiàn)有的通用變頻器提供了一種可行的死區(qū)補(bǔ)償方案。

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