混合式雙級矩陣變換器的改進(jìn)與優(yōu)化

李生民，閆曉飛，鐘彥儒

（西安理工大學(xué)自動化與信息工程學(xué)院，西安 710048）

雙級矩陣變換器TSMC（two stage matrix converter）是一種新型“全硅”功率變換器，近年來受到學(xué)者的廣泛關(guān)注［1］。與傳統(tǒng)交－直－交變換器相比，雙級矩陣變換器的輸入輸出特性良好、功率因數(shù)可調(diào)且無需大的儲能元件；同時相對于常規(guī)矩陣變換器，雙級矩陣變換器的換流策略更加安全可靠，箝位電路簡單且在特定約束條件下可進(jìn)一步減少電力電子器件數(shù)量。此外雙級矩陣變換器在多驅(qū)動系統(tǒng)中還可實現(xiàn)多個逆變級共享同一個整流級［2～5］。

受控制策略的影響，電壓傳輸比低（僅為0.866）仍然是雙級矩陣變換器亟待解決的問題之一［6］。目前提高電壓傳輸比一般有兩種途徑：一種是改進(jìn)調(diào)制算法，如文獻(xiàn)［7］將逆變器過調(diào)制策略引入雙級矩陣變換器，該調(diào)制策略的電壓傳輸比最大可達(dá)0.955，但其控制算法復(fù)雜且輸出諧波過大；另一種是改進(jìn)電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如文獻(xiàn)［8］提出的高頻母線矩陣變換器，但高頻變壓器的加入使變換器的結(jié)構(gòu)、控制策略和設(shè)計都變得十分復(fù)雜。

文獻(xiàn)［9］提出了混合式雙級矩陣變換器。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是在雙級矩陣變換器直流環(huán)節(jié)串聯(lián)一個升壓（BOOST）變換器。這雖然增加了帶電容的升壓電路，但電容很小，不會影響整個變換器的體積。該拓?fù)渫ㄟ^控制升壓變換器，使逆變級的輸入電壓提高，從而達(dá)到提高其電壓傳輸比的目的。相比普通雙級矩陣變換器，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有電壓傳輸比高、無需添加箝位電路等特點。但它仍存在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與調(diào)制策略復(fù)雜，直流環(huán)節(jié)電壓波動劇烈，輸出波形諧波很大等問題。

為了解決上述問題，本文對混合式雙級矩陣變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了改進(jìn)，使其控制更為簡單；同時提出一種帶前饋補償?shù)目臻g矢量脈寬調(diào)制策略以改善輸出波形質(zhì)量。

1 混合式雙級矩陣變換器原理

1.1 混合式雙級矩陣變換器

混合式雙級矩陣變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，整流級和逆變級的拓?fù)涠己推胀p級矩陣變換器相同，在中間直流環(huán)節(jié)中，增加了升壓電路，通過控制T1、T2、T3和T4四個開關(guān)，提升直流母線電壓。當(dāng)變換器能量正向流動時，斷開，其中第一階段，T2、T4閉合，T2斷開，電感L儲能，電容C為逆變側(cè)供電；第二階段，T2、T3閉合，T4斷開，整流側(cè)給逆變側(cè)供電，同時為電容C充電。當(dāng)變換器能量反向流動時，T1閉合，T2斷開，將升壓電路短接，同時，T3、T4閉合，電容、電感中的能量釋放。

這種拓?fù)淇梢院芎玫靥岣唠妷簜鬏敱龋龎弘娐沸枰瑫r控制四個開關(guān)，控制難度較大，需要將拓?fù)溥M(jìn)一步改進(jìn)。

圖1 混合式雙級矩陣變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology structure of hybrid two－stage matrix converter

1.2 改進(jìn)的混合式雙級矩陣變換器

改進(jìn)的混合式雙級矩陣變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示，可分為整流、升壓和逆變?nèi)糠?。整流部分同傳統(tǒng)雙級矩陣變換器相同，由6個雙向開關(guān)構(gòu)成，將三相輸入電壓Va、Vb、Vc轉(zhuǎn)化成高頻脈沖直流電壓Vdc。升壓電路將Vdc電壓幅值升高，起到提高電壓傳輸比的作用，提升的幅值可以通過選擇適當(dāng)?shù)纳龎弘娐氛伎毡日{(diào)節(jié)。這個過程中需要控制的只有開關(guān)管T。開關(guān)管T1以及二極管D1用于能量反向流動。當(dāng)能量反向流動時，打開T1，將升壓電路短接，并且將電容C和電感L上存儲的能量釋放掉。逆變部分由6個IGBT構(gòu)成常規(guī)的電壓型逆變器。為了在線性范圍內(nèi)提高電壓傳輸比并且改善波形質(zhì)量，本文在逆變部分采用空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）控制算法。

圖2 改進(jìn)混合式雙級矩陣變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Topology structure of improved hybrid two－stage matrix converter

2 調(diào)制策略

2.1 整流部分調(diào)制策略

為了簡化分析，假設(shè)網(wǎng)側(cè)沒有輸入濾波器，采用理想的三相電壓作為輸入，即

式中：Uim為輸入電壓的幅值；ωim為輸入角頻率；θa、θb、θc為輸入電壓相位角。輸入電壓波形如圖3所示。

圖3 三相輸入電壓波形及扇區(qū)劃分Fig.3 Input three－phase voltage waveforms and the vectors demarcation

三相輸入電壓連續(xù)兩個零點之間相隔60°，在每個60°區(qū)域中一相電壓幅值的絕對值最大，其他兩相電壓極性與之相反，按此原則將輸入電壓劃分為6個扇區(qū)。每個脈寬調(diào)制（PWM）周期分為兩段，依次輸出相應(yīng)的兩個最大且極性為正的線電壓，因此，整流級在一個PWM周期內(nèi)只產(chǎn)生兩個有效空間矢量，而不會出現(xiàn)零矢量。

以扇區(qū)2為例，此時在一個開關(guān)周期中直流電壓分別為線電壓Uab和Ubc，它們對應(yīng)的兩個時間段占空比為

一個PWM周期內(nèi)的局部平均直流電壓為

將式（3）代入式（1）和式（2），可得

依此類推，可以得出其余5個區(qū)間的開關(guān)狀態(tài)和直流電壓。

2.2 升壓部分調(diào)制策略

升壓電路輸入電壓Ud由兩個不同的線電壓合成，當(dāng)設(shè)置升壓電路開關(guān)管T頻率足夠高時，可以將每一個PWM周期的輸入電壓看作一個波動不大的直流恒定電壓輸入。因此，升壓電路采用常見的直流升壓電路控制方法，通過控制升壓開關(guān)T的通斷，發(fā)揮升壓電感L的電壓泵升作用，將直流母線電壓抬升。限于篇幅，本文對此不再贅述。

2.3 逆變部分調(diào)制策略

逆變部分的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與常規(guī)的電壓源逆變器相同，控制算法采用SVPWM。SVPWM策略中一共有8種允許的開關(guān)組合，每種開關(guān)組合對應(yīng)一個空間矢量，8個空間矢量可分為6個非零矢量和2個零矢量。非零空間矢量幅值相等，相位依次互差60°，構(gòu)成一個正六邊形，如圖4（a）所示。非零矢量將坐標(biāo)平面等分成6個扇區(qū)。利用Park變換將三相瞬時輸出電壓映射成坐標(biāo)平面的空間電壓矢量任意時刻落在六邊形中的某一扇區(qū)中，可由該扇區(qū)的兩個非零矢量Uα和Uβ和一個零矢量U0合成而得到，輸出相電壓空間矢量的合成原理圖如圖4（b）所示。

各矢量的作用時間根據(jù)空間矢量調(diào)制原理和正弦定理計算得到：

即得到

式中：Ts為采樣周期；m為空間矢量脈寬調(diào)制系數(shù)；Tα、Tβ、T0分別為Uα、Uβ和U0在一個采樣周期中的作用時間。

圖4 空間矢量合成圖Fig.4 Composition graph of space vector

SVPWM與常規(guī)的正弦脈寬調(diào)制（SPWM）相比不僅提高了直流電壓利用率和動態(tài)響速度，降低了輸出波形中所含諧波含量，而且更易于數(shù)字化實現(xiàn)。

2.4 電壓傳輸比分析

對于常規(guī)雙級矩陣變換器，假設(shè)輸入電壓處于第一扇區(qū)，輸出線電壓矢量也處于第一扇區(qū)，則三相輸出線電壓在一個PWM周期內(nèi)的平均值為

將式（4）和式（5）代入式（7）得

式中，UOM為輸出相電壓幅值φi。TSMC的電壓傳輸比為

當(dāng)cosφi＝1且mv＝1，電壓傳輸比達(dá)到最大值為0.866。

BOOST電路處于穩(wěn)態(tài)工作時，其輸出電壓Uom＝T／toffUim＝（1－d）Uim，因此，其電壓傳輸比為

式中，d為BOOST電路占空比。

由式（9）和式（10）可得混合雙級矩陣變換器電壓傳輸比為

可見，隨著d變化，矩陣變換器的電壓傳輸比可以達(dá)到并超過1。

2.5 補償環(huán)節(jié)

直流母線升壓電路，不僅將直流母線電壓大幅提升，也加劇了直流母線電壓波動加劇。由于變換器中不含大功率儲能元件，直流母線電壓的波動無法消除，電壓波動會直接對逆變部分輸出波形造成影響，導(dǎo)致輸出波形諧波畸變率增大，因此本系統(tǒng)在逆變部分加入了補償環(huán)節(jié)補償直流母線電壓波動。

控制器實時采集直流母線電壓值Vdc，與期望的直流母線電壓相比較，對空間矢量脈寬調(diào)制系數(shù)m進(jìn)行實時補償。補償后的調(diào)制系數(shù)為

當(dāng)直流電壓Vdc減小時，補償算法使空間矢量調(diào)制系數(shù)變大，增加開關(guān)管開通時間以補償電壓減小造成的影響；當(dāng)直流電壓Vdc增大時，補償算法使空間矢量調(diào)制系數(shù)減小，減少開關(guān)管開通時間以補償電壓增大造成的影響，保持系統(tǒng)輸出穩(wěn)定，減小輸出波形的諧波含量。

3 仿真研究

本文在Matlab 6.5仿真環(huán)境下，利用simulink模塊和m－function模塊建立了混合雙級矩陣變換器的仿真模型。系統(tǒng)參數(shù)如下所示：開關(guān)調(diào)制頻率fs為5 k Hz，輸入三相電壓源相電壓幅值為×220 V，頻率為50 Hz，負(fù)載為星型連接的RL負(fù)載，R＝10Ω，L＝1 m H。升壓電路參數(shù)為：電感L＝1μH，電容C＝1μF，開關(guān)頻率f＝40 k Hz，占空比d＝0.156。

圖5（b）為經(jīng)過升壓電路抬升后的直流母線電壓，可見直流母線電壓幅值得到較大的提高，但波形具有很大的波動。

在采用相同參數(shù)情況下，將普通雙級矩陣變換器與混合式雙級矩陣變換器的輸出波形進(jìn)行比較。設(shè)置期望輸出電壓頻率80 Hz，期望直流母線電壓設(shè)為538.8 V，空間矢量脈寬調(diào)制系數(shù)m設(shè)為1。

圖5 混合雙級矩陣變換器直流母線電壓Fig.5 DC－bus voltage waveform＇s of hybrid two－stage matrix converter

圖6為普通雙級矩陣變換器輸出相電壓波形，電壓基波幅值為269.4，總諧波畸變率（THD）為0.86%。圖7混合式雙級矩陣變換器輸出相電壓波形，電流基波幅值為315.4 V，THD為2.54%?？梢?，混合式雙級矩陣變換器有效的提高了輸出電壓幅值，但其輸出電壓諧波含量也同時增加。

圖6 普通雙級矩陣變換器輸出相電壓波形Fig.6 Output voltage waveform of two－stage matrix converter

圖7 混合式雙級矩陣變換器輸出相電壓波形Fig.7 Output voltage waveform of hybrid two－stage matrix converter

圖8為帶有補償環(huán)節(jié)控制系統(tǒng)的混合式雙級矩陣變換器輸出相電壓波形，基波幅值為311.1 V，THD為1.72%。與圖7相比，可以看出補償后輸出電壓幅值穩(wěn)定，諧波含量降低，表明該前饋補償算法是有效的。

圖8 帶有補償環(huán)節(jié)控制系統(tǒng)的混合式雙級矩陣變換器輸出相電壓波形Fig.8 Output phase voltage waveform of hybrid two－stage matrix converter with feed－forward compensation

圖9為帶補償環(huán)節(jié)的混合式雙級矩陣變換器輸出線電壓波形，基波幅值為538.9 V，THD為1.77%。電壓幅值與輸入線電壓幅值相同，電壓傳輸比達(dá)到1。如果增大升壓電路占空比，可進(jìn)一步提高輸出電壓的幅值，使電壓傳輸比超過1。

圖9 帶有補償環(huán)節(jié)控制系統(tǒng)的混合式雙級矩陣變換器輸出線電壓波形Fig.9 Output line voltage waveform of hybrid two－stage matrix converter with feed－forward compensation

4 結(jié)語

本文針對混合式雙級矩陣變換器拓?fù)鋸?fù)雜、輸出諧波較大的問題，對其結(jié)構(gòu)進(jìn)行了改進(jìn)，并提出了一種具有補償環(huán)節(jié)的SVPWM控制策略，改善波形質(zhì)量。采用Matlab建立了該系統(tǒng)仿真模型并對控制策略進(jìn)行仿真。結(jié)果表明，本文所提出的控制策略可以有效減少輸出波形的諧波含量，使輸出電壓波形具有良好的正弦度。同時驗證了改進(jìn)的混合式雙級矩陣變換器可以提高電壓傳輸比，其輸出電壓頻率、幅值皆連續(xù)可調(diào)，并且控制算法簡單，作為一種新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有一定的研究價值。

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