一種用于高速Q(mào)PSK 解調(diào)的四次方環(huán)載波恢復(fù)電路

王志超 ,王平連

(1.中國(guó)科學(xué)院 光電研究院,北京100094;2.中國(guó)科學(xué)院 研究生院, 北京100094;

3.中國(guó)科學(xué)院 空間應(yīng)用工程與技術(shù)中心, 北京100094)

1 引 言

QPSK 調(diào)制體制由于具有頻帶利用率高、抗干擾能力強(qiáng)及技術(shù)成熟等優(yōu)點(diǎn),被廣泛應(yīng)用于衛(wèi)星數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中。近些年來(lái),我國(guó)對(duì)地觀測(cè)、空間遙感及航天事業(yè)發(fā)展迅速,對(duì)衛(wèi)星到地面的數(shù)據(jù)傳輸速率需求不斷提高,相應(yīng)的地面站也需提升高速數(shù)據(jù)的接收解調(diào)能力。高速Q(mào)PSK 信號(hào)解調(diào)大多采用相干解調(diào)方式,其關(guān)鍵技術(shù)之一是同步載波的恢復(fù)。

目前,國(guó)外全數(shù)字化高速解調(diào)器產(chǎn)品已較成熟,比如法國(guó)IN-SNEC 公司的某款通用遙感高碼速率解調(diào)測(cè)試仿真設(shè)備 QPSK 解調(diào)碼速率可達(dá)3.2 Gbit/s,相比之下,國(guó)內(nèi)公開(kāi)報(bào)道的實(shí)際應(yīng)用產(chǎn)品較少,解調(diào)速率也較低,因此國(guó)內(nèi)的數(shù)字化水平還有待提高。數(shù)字器件(如模數(shù)轉(zhuǎn)換器)由于工作速率受限很難實(shí)現(xiàn)高碼速率信號(hào)的全數(shù)字解調(diào),這也是制約國(guó)內(nèi)高速數(shù)據(jù)解調(diào)研究的技術(shù)瓶頸[1]。本文從解決實(shí)際問(wèn)題的角度出發(fā),采用模擬方案跨越該技術(shù)瓶頸,設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了一種用于高碼速率QPSK 信號(hào)的四次方環(huán)載波恢復(fù)電路。

2 四次方環(huán)恢復(fù)載波基本原理

設(shè)QPSK 信號(hào)一般表達(dá)式為

式中,I(t)為同相分量,Q(t)為正交分量。對(duì)該信號(hào)進(jìn)行四次方運(yùn)算,可得:

因I(t)、Q(t)為矩形信號(hào),故上式可化簡(jiǎn)為

由式(3)可見(jiàn),QPSK 信號(hào)經(jīng)四次方運(yùn)算后已包含了4 ωc頻率分量, 用一窄帶濾波器將此離散的4 ωc頻率分量濾出,經(jīng)過(guò)分頻用作鎖相環(huán)的參考信號(hào),通過(guò)鎖相環(huán)的跟蹤及窄帶濾波作用,即可獲得用于高速信號(hào)相干解調(diào)的高純度同步載波[2-3]。據(jù)此,用四次方環(huán)恢復(fù)同步載波的框圖如圖1 所示,其中四次方由兩次平方來(lái)實(shí)現(xiàn)。此方案主要針對(duì)中頻載波為720 MHz、碼速率在1 Gbit/s及以下QPSK 信號(hào)的載波同步。

圖1 四次方環(huán)實(shí)現(xiàn)框圖Fig.1 Block diagram of the fourth power loop

本方案的重點(diǎn)與難點(diǎn)在于寬帶平方電路和鎖相環(huán)電路的設(shè)計(jì),同時(shí)也因篇幅所限,下面僅重點(diǎn)介紹此兩種電路的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn),其他電路如功分器、放大器等的設(shè)計(jì)讀者可參考相關(guān)文獻(xiàn)與書(shū)籍。

3 電路設(shè)計(jì)

3.1 寬帶平方電路的設(shè)計(jì)

對(duì)微波信號(hào)進(jìn)行平方運(yùn)算一般想到的是使用集成的射頻二倍頻器來(lái)完成,然而本文中要進(jìn)行平方運(yùn)算的不是單載頻,而是具有幾百兆甚至千兆帶寬的高速Q(mào)PSK 信號(hào),并且QPSK 信號(hào)經(jīng)過(guò)平方運(yùn)算后其帶寬不變,這要求二倍頻器具有超寬帶的輸入、輸出頻率范圍,如此寬的頻帶范圍集成倍頻器很難做到。

鑒于倍頻的本質(zhì)是混頻,故考慮采用混頻器的上變頻特性[4]來(lái)實(shí)現(xiàn)QPSK 信號(hào)的平方運(yùn)算。本文中頻載波720 MHz平方后為1 440 MHz,1 440 MHz再平方后為2 880 MHz,這就要求混頻器中頻和本振輸入頻率要覆蓋720 MHz和1 440 MHz,射頻輸出頻率要覆蓋1 440 MHz和2 880 MHz, 同時(shí)還要有足夠的頻帶余量保證QPSK 調(diào)制信號(hào)頻譜有效通過(guò)。此外,混頻器還應(yīng)在寬頻帶范圍內(nèi)具有良好的變頻損耗平坦度,保證經(jīng)平方運(yùn)算后的QPSK 信號(hào)不產(chǎn)生嚴(yán)重失真,這樣才能將QPSK 調(diào)制譜的能量高效地轉(zhuǎn)換為載波能量,得到高載噪比的載波分量。

經(jīng)過(guò)大量調(diào)研與比較,最后選擇了國(guó)外某公司一款集成混頻器芯片,它具有非常高的線性度及超寬的頻帶范圍,滿足本文的頻帶要求,且具有較低的變頻損耗,其基本特性見(jiàn)表1。

表1 集成混頻芯片的基本特性Table 1 Character of integrated mixer

用此款混頻芯片設(shè)計(jì)的平方電路原理圖如圖2所示。

圖2 平方電路原理圖Fig.2 Schematic of square circuit

圖2 所示的電路中:本振為單端輸入,由于混頻芯片內(nèi)部包含緩沖放大器并與50 Ψ阻抗匹配,故可以實(shí)現(xiàn)寬帶操作;芯片本身中頻輸入和射頻輸出為差分端口,均使用變壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)雙端到單端的轉(zhuǎn)換,并在變壓器外圍加入了電感、電容,與變壓器一起構(gòu)成寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)。圖3 是該平方電路的PCB 版圖,其中包含了必要的供電穩(wěn)壓電路。

圖3 平方電路PCB 版圖Fig.3 PCB of square circuit

第一、二級(jí)平方電路的版圖相同,不同的只是輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。此平方電路的難點(diǎn)為在不同的工作頻帶內(nèi)完成輸入輸出的寬帶匹配。電路調(diào)試過(guò)程中,通過(guò)選用寬頻帶、低插入損耗的變壓器以及調(diào)整輸入、輸出LC 匹配網(wǎng)絡(luò)通頻帶的方法解決了該難點(diǎn),使電路達(dá)到了較好的寬頻帶、低插入損耗性能。

3.2 分頻及鎖相環(huán)電路的設(shè)計(jì)

由于QPSK 信號(hào)經(jīng)過(guò)四次方電路后得到的四倍載頻為2 880 MHz,此信號(hào)頻率較高很難直接用于鑒相,故需對(duì)其進(jìn)行分頻處理降低到合適的頻率作為鎖相環(huán)的參考信號(hào),由鎖相環(huán)對(duì)其鎖定以完成載波的同步與提純。

本文中分頻器選用了一款集成可編程分頻芯片,能夠滿足不同鑒相頻率的需求;鑒相器為國(guó)外某公司的集成鑒頻鑒相芯片,它具有超低噪聲基底,可編程分頻比和高鑒相頻率等特點(diǎn),其電性能指標(biāo)如表2 所示。

表2 集成鑒頻鑒相器的電性能Table 2 Electrical specifications of integrated phase-frequency detector

分頻及鎖相環(huán)電路原理圖如圖4 所示,其中的環(huán)路濾波器是重點(diǎn)設(shè)計(jì)內(nèi)容。此處環(huán)路濾波器選用了有源比例積分濾波器,其模型如圖5 所示,可通過(guò)調(diào)整R1、C1、R2、C2 的取值獲得合適的環(huán)路帶寬。

圖4 鎖相環(huán)電路原理圖Fig.4 Schematic of PLL circuit

圖5 環(huán)路濾波器Fig.5 Loop filter

按照鎖相環(huán)理論[5],環(huán)路濾波器中各電阻、電容的取值可由以下兩式計(jì)算得出:

式中, ωn 為環(huán)路帶寬;ξ為阻尼系數(shù),通常取0.707;Kd 為鑒相器的鑒相靈敏度,本文所用鑒相器的Kd為0.286 V/rad;Kφ 為VCO 的壓控靈敏度,本文中Kφ為5.5 MHz/V;N 為鎖相環(huán)的分頻比。根據(jù)式(4)、式(5),將C2 取定一值,則R1 和R2 即可計(jì)算得到。此外,C1的取值應(yīng)滿足C1<1/10 ωnR1。

經(jīng)過(guò)調(diào)試,最終可編程分頻器定為八分頻,鎖相環(huán)鑒相頻率為360 MHz,環(huán)路帶寬選為680 kHz,環(huán)路濾波器中各元件的取值分別為R1=120 Ψ, C1=100 pF,R 2=220 Ψ,C2=2 200 pF。

4 測(cè)試與分析

為檢驗(yàn)本載波恢復(fù)電路的實(shí)際性能,對(duì)其進(jìn)行了測(cè)試,測(cè)試框圖如圖6 所示。測(cè)試過(guò)程中,使用Cortex HDR 接收機(jī)的中頻測(cè)試信號(hào)作為QPSK 調(diào)制源,其特點(diǎn)是當(dāng)載頻為720 MHz時(shí)QPSK 碼速率在100 Mbit/s ～1 Gbit/s范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào), 缺點(diǎn)是無(wú)法輸出未調(diào)制基帶信號(hào),因此下面的測(cè)試結(jié)果只能給出解調(diào)得到的I、Q 兩路基帶信號(hào)波形。示波器用來(lái)觀察解調(diào)出的I、Q 兩路基帶信號(hào)波形,頻譜儀用來(lái)觀察恢復(fù)出的同步載波的頻譜。

圖6 載波恢復(fù)電路測(cè)試框圖Fig.6 Test block diagram of carrier recovery circuit

因篇幅所限, 下面僅給出當(dāng)碼速率為500 Mbit/s、700 Mbit/s、900 Mbit/s和1 Gbit/s時(shí)的測(cè)試結(jié)果。相應(yīng)地,恢復(fù)出的同步載波頻譜及解調(diào)出的I、Q 基帶信號(hào)波形分別如圖7 ～10 所示。

圖7 碼速率500 Mbit/sFig.7 Bit rate of 500 Mbit/s

圖8 碼速率700 Mbit/sFig.8 Bit rate of 700 Mbit/s

圖9 碼速率900 Mbit/sFig.9 Bit rate of 900 Mbit/s

圖10 碼速率1 Gbit/sFig.10 Bit rate of 1 Gbit/s

從測(cè)試結(jié)果可以看出,恢復(fù)出的同步載波相位噪聲低并且純度高,解調(diào)得到的基帶信號(hào)從波形上看質(zhì)量較好,雖然隨著碼速率的升高解調(diào)出的基帶信號(hào)質(zhì)量有所下降,但是在1 Gbit/s碼速率時(shí)本四次方環(huán)電路仍能正常工作并恢復(fù)出同步載波,達(dá)到了預(yù)期目標(biāo)。劉瓊在文獻(xiàn)[6]中使用了與本文電路結(jié)構(gòu)不同的四次方環(huán),但其最高工作碼速率僅能達(dá)到325 Mbit/s,相比之下,本文實(shí)現(xiàn)的電路極大地提高了工作碼速率,具有更廣的適用性及更高的工程化參考價(jià)值。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了一種基于四次方環(huán)的高速Q(mào)PSK 信號(hào)同步載波恢復(fù)電路,重點(diǎn)描述了平方電路的寬帶化設(shè)計(jì)和鎖相環(huán)載波提取電路的設(shè)計(jì)。由實(shí)測(cè)結(jié)果可知,該電路可以完成載頻720 MHz、碼速率100 Mbit/s ～1 Gbit/s范圍的QPSK 信號(hào)同步載波恢復(fù),且應(yīng)用提取出的同步載波實(shí)現(xiàn)了高速Q(mào)PSK 信號(hào)相干解調(diào)。本文用模擬方案跨過(guò)了高碼速率全數(shù)字解調(diào)的技術(shù)瓶頸,驗(yàn)證了模擬四次方環(huán)方案用于高速Q(mào)PSK信號(hào)解調(diào)的可行性,解決了高速信號(hào)同步解調(diào)的關(guān)鍵技術(shù)問(wèn)題,為下一步高碼速率解調(diào)系統(tǒng)的工程化研制奠定了堅(jiān)實(shí)的基礎(chǔ)。

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