三相電壓波形校正智能控制有源濾波器

袁有臣，邵巍

(青島科技大學(xué) 自動化與電子工程學(xué)院，山東 青島266042)

0 引言

電網(wǎng)電壓的期望波形是基頻正弦波。對于線性的接入負載，一般被看作是電阻、電感和電容的某種組合，電網(wǎng)電流也是基頻正弦波形，但電流與電壓之間存在相位差。電網(wǎng)功率因數(shù)(PF)被用來表示電流與電壓之間相位差的大小，功率因數(shù)校正(PFC)技術(shù)被用來控制相位差的量值在合理的范圍內(nèi)[1－5]。對于非線性的接入負載，如含有開關(guān)器件或整流環(huán)節(jié)的用電器，電流中將出現(xiàn)新的頻率成分。這種以各次倍頻信號為主的諧波電流對電網(wǎng)的安全運行有很大的危害，如何減小和消除電網(wǎng)中的諧波電流已成為當(dāng)前的研究熱點[6－9]。一種方法是給整流裝置增加PFC功能，盡量減小向電網(wǎng)輸出諧波電流;另一種方法是在電網(wǎng)中進行有源濾波。有源濾波的基本原理是濾除電網(wǎng)電流中的諧波成分，而只保留基波成分;采用的方法是向電網(wǎng)中注入反相的諧波電流;關(guān)鍵技術(shù)是如何檢測電網(wǎng)中諧波電流的各種組分，有針對地實行補償[10－13]。本文提出了一種基于電網(wǎng)電壓波形檢測的諧波電流檢測方法，進而提出了使電網(wǎng)電壓趨近于期望波形的諧波電流補償方法。設(shè)計了三相有源濾波器(active power filter，APF)電路和電壓波形矯正智能控制系統(tǒng)，簡稱智能控制有源濾波器(smart controlled active power filter，SCAPF)。SCAPF的作用是從電網(wǎng)吸收諧波電流，將其轉(zhuǎn)換成基波電流后再注入電網(wǎng)。SCAPF的工作過程是:智能芯片檢測輸入電壓波形，與標準正弦信號比較，利用差值電壓控制輸入電流波形，使SCAPF的輸入電流中含有與電網(wǎng)中諧波電流反相的成分;與此同時，SCAPF將從電網(wǎng)中吸收的諧波能量轉(zhuǎn)換成與電網(wǎng)電壓同相的基頻正弦電流輸送回電網(wǎng)。設(shè)計制作了實驗裝置，對設(shè)計方案進行了驗證，并對SCAPF的網(wǎng)側(cè)電壓波形的校正效果進行了檢驗。

1 工作原理

三相電壓波形矯正智能控制有源濾波器電路如圖1，圖 1(a)是三相 APF電路拓撲，圖 1(b)是SCAPF智能控制系統(tǒng)。圖2是三相SCAPF對電網(wǎng)電壓波形校正的實驗裝置原理圖。為了從理論上進行研究與討論，不失一般性，作如下約定:

1)圖1(a)三相APF電路中的電感、電容和開關(guān)器件均工作于理想狀態(tài)，APF電路的靜輸入能量為零。

2)儲能電容上的電壓VD+=VD－=VD。

3)智能控制系統(tǒng)中AD轉(zhuǎn)換器和PWM的分辨率足夠高。

4)實驗裝置的電源為理想三相電源;三相整流器中的開關(guān)和電容均工作于理想狀態(tài);三相整流器是電網(wǎng)中的唯一諧波電流源。

5)電網(wǎng)中的電流諧波關(guān)于三相對稱;電壓波形失真關(guān)于三相對稱。

6)每相電壓波形在同一周期中正負半周波形相同，在有限個電網(wǎng)周期中緩慢變化。

7)文中出現(xiàn)的指標 j均指 j=a，b，c。

圖1 三相SCAPFFig.1 Three-phase SCAPF

圖2 三相SCAPF對電網(wǎng)電壓波形校正的實驗裝置原理Fig.2 Schematic diagram of testing system to reform the distorted voltage waveform by SCAPF

1.1 SCAPF工作原理

APF的電路主體是一個雙向PWM整流器。在從電網(wǎng)中吸收諧波電流時，雙向PWM整流器將諧波能量整流后存儲于電解電容器中C1和C2中;在向電網(wǎng)中釋放能量時，雙向PWM整流器是一個三相逆變器，將C1、C2中存儲的電荷能量轉(zhuǎn)換為三相電能注入電網(wǎng)。C1、C2用于緩存每半個電網(wǎng)周期中等待轉(zhuǎn)換的靜電能量;Lj是插入到電網(wǎng)和PWM整流器之間的3個電感，用于緩存每個開關(guān)周期中待轉(zhuǎn)換的電能量;3個電容器Cj用于三相電源濾波和為包括開關(guān)信號在內(nèi)的高頻諧波提供旁路。

三相電流ij可被分解為2部分，一部分是輸入到PWM整流器內(nèi)的諧波電流，另一部分是輸送到電網(wǎng)的基波電流。如何獲取三相電流ij的波形是三相SCAPF技術(shù)的關(guān)鍵。獲取三相SCAPF輸入電流波形信息后，由智能控制電路輸出對PWM整流器的控制邏輯，完成三相SCAPF的功能。

三相電流ij波形信息的獲取源于對電網(wǎng)電壓波形的檢測。如圖2所示，流入到三相整流器中的電流ij1中含有大量的諧波成分，ij1在電網(wǎng)阻抗Rj0上產(chǎn)生的電壓降使SCAPF的輸入電壓uj產(chǎn)生波形失真。將uj與標準電網(wǎng)電壓 Uj比較，其差值電壓包含著ij1的波形信息。根據(jù)三相SCAPF中濾波電容的儲電能力，由智能芯片給出能夠吸入諧波電流的總量，進而給出向電網(wǎng)輸出基波電流的大小。吸入諧波電流和輸出基波電流的合成波形作為三相SCAPF的指示電流控制其運動狀態(tài)，完成有源濾波任務(wù)。

1.2 波形圖與電路參數(shù)

圖3是說明三相SCAPF對電網(wǎng)電壓波形校正原理的電流和電壓波形圖。圖3(a)中給出的是未接入SCAPF(ij=0)，即只有三相整流器時的波形圖，電網(wǎng)電壓 uj波形出現(xiàn)失真;圖 3(b)是接入SCAPF后的補償效果波形圖，三相整流器與SCAPF的輸入電流之和ij0=ij1+ij剛好是正弦波;圖3(b)中只給出了三相中的a相，其它兩相的波形圖可將a相分別右移T/3和2T/3得到;補償后的電網(wǎng)電壓恢復(fù)為正弦波。圖1～圖3中有關(guān)電路參數(shù)解釋如下:

Uj為電網(wǎng)中來自發(fā)電機的三相源電壓，為正弦波形;Rj0為電網(wǎng)傳輸導(dǎo)線及信號源總電阻，根據(jù)三相對稱的假設(shè)，有 Ra0=Rb0=Rc0;uj01為未接入SCAPF(ij=0)時電網(wǎng)電壓損失;uj02為未接入三相整流器時(ij1=0)電網(wǎng)電壓損失;uj0為諧波補償后電網(wǎng)電壓損失，uj0=uj01+uj02;uj為失真的電網(wǎng)電壓;ujh為失真的電網(wǎng)電壓半波整流波形;ujc為校正后的電網(wǎng)電壓;ujch為校正后的電網(wǎng)電壓半波整流波形;ij為SCAPF輸入電流;ij1為三相整流器輸入電流;ij0為電網(wǎng)總電流。

圖3是按理想補償效果設(shè)計的補償方案，最終結(jié)果是失真的電網(wǎng)電壓uj01經(jīng)補償后成為正弦電壓ujc。從圖3中可得

圖3 實驗系統(tǒng)中電流電壓波形Fig.3 Voltage and current waveforms in testing system

式(2)為包含SCAPF輸入電流波形信息的誤差電壓。將式(1)和式(4)代入式(2)，求得諧波補償電流期望值

式中:uj為失真的電網(wǎng)電壓波形，由智能芯片對其半波整流后采樣獲得;而矯正后的電網(wǎng)電壓ujc作為標準正弦(期望)電壓由智能芯片根據(jù)uj的有效值和電網(wǎng)頻率按DDS方法生成。

式(5)是按理想條件求得的期望補償電流，其中Rj0未知。SCAPF將式(5)作為期望補償電流的波形數(shù)據(jù)，而電流的有效值則取決于 SCAPF的功率。

2 有源濾波器的特性

三相SCAPF網(wǎng)側(cè)電流ij是基波正弦電流 ij0與諧波電流ij1的差值信號，由式(3)得

其中，ij作為控制系統(tǒng)的指示電流，控制著 SCAPF中電能量的流入與流出，實現(xiàn)對電網(wǎng)中電流諧波的補償。電能量流入SCAPF時，實現(xiàn)整流功能;電能量流出SCAPF時，實現(xiàn)逆變功能。

2.1 儲能電容器的充電與放電

根據(jù)能量守恒原理，在理想和穩(wěn)恒條件下，SCAPF的輸入能量與輸出能量相等。SCAPF中電感Lj和緩沖電容Cj的能量存貯滯后，使輸出能量波形與輸入能量波形有約半個開關(guān)周期的延時。由于SCAPF的開關(guān)周期遠小于電網(wǎng)電壓周期，這種滯后對基于電網(wǎng)電壓和電流波形的影響可忽略不計。據(jù)此求得SCAPF的瞬時電流特性[14]

式中，ijD為儲能電容與第j相對應(yīng)的充電(ijD＞0)或放電(ijD＜0)電流。當(dāng) ijD＞0時，SCAPF對第 j相整流;當(dāng)ijD＜0時，SCAPF向第j相逆變。

參考ij的波形，在一個電網(wǎng)周期中，ijD至少完成兩次充放電轉(zhuǎn)換，充電或放電頻率為電網(wǎng)頻率的3倍。按照三相對稱的條件，在三相共同作用下，儲能電容的充電電流

三相電流相隔T/3疊加的結(jié)果使iD的變化周期為T/9。

SCAPF對第 j相整流時，ijuj＞0，第 j相的交變電能ijuj被變換成直流電能 ijDVD存入 C1和 C2;SCAPF對第 j相逆變時，ijuj＜0，C1和 C2中的直流電能ijDVD被逆變?yōu)榈趈相的交變電能 ijuj。式(7)給出了三相SCAPF對電網(wǎng)諧波電流補償和電壓波形矯正的基本關(guān)系。

2.2 SCAPF的輸入電流特性

以占空比為輸入，輸入電流ij為輸出，兩者之間的關(guān)系給出了變換器的輸入電流特性。

SCAPF對第j相在整流時(ijuj＞0)按 Boost變換器工作，其輸入電流[4]

從中解出控制占空比的表達式為

SCAPF對第j相在逆變時(ijuj＜0)按 Buck變換器工作，其輸入電流[4]

美國心理學(xué)家亞當(dāng)斯于1965年提出了公平理論。他認為只有人們將獎酬進行橫向或縱向?qū)Ρ炔⒄J為獎酬公平時，獎酬才能起到激勵作用。

式中，負號表示 ijuj＜0，從式(11)解出逆變時的占空比表達式為

ia、da和iaD的波形如圖4。與另外兩相有關(guān)的波形可分別將ia、da和iaD分別右移T/3和2T/3得到。

圖 4 ia、da和 iaD的波形Fig.4 Waveforms of ia，da and iaD

3 數(shù)字控制系統(tǒng)

SCAPF數(shù)字控制系統(tǒng)框圖如圖5所示，圖中只給出了對a相電壓波形采樣和相應(yīng)的諧波電流控制器;對PWM整流器也只給出了對Sa1和Sa2的控制信號va1和va2;對b相和c相的控制系統(tǒng)框圖可根據(jù)對應(yīng)關(guān)系得到。

圖5 SCAPF數(shù)字控制系統(tǒng)Fig.5 Digital control system block diagram in SCAPF

3.1 諧波電流控制器

諧波電流控制器(ijcontroller)根據(jù)式(9)和式(11)設(shè)計，輸入為電網(wǎng)電壓的半波整流信號ujh與對應(yīng)的標準正弦半波信號ujhc的差值信號Δujh;輸出為占空比信號dj。

1)指令電流ij與誤差電壓Δujh

SCAPF的指令電流即輸入電流期望值，均指ij。按式(5)和約定6，前半電網(wǎng)周期中 SCAPF的輸入電流

后半電網(wǎng)周期的輸入電流為上式的負值信號，波形見圖4，Δujh與 ij的波形相同。

實際電網(wǎng)中Rj0未知，式(13)只能給出指令電流ij的波形信息，輸入電流的大小取決于SCAPF的功率;SCAPF的功率則與功率開關(guān) Sj1，2、電感 Lj、濾波電容C1，2、直流電壓VD和控制方案(如占空比 dj的取值范圍)等有關(guān)。

2)DCM工作模式

為了使SCAPF的輸入電流能跟蹤指示電流ij，Boost和Buck變換器均應(yīng)工作在 DCM(discontinuous conduction mode)模式，這是實現(xiàn)式(10)和式(12)的前提。SCAPF工作于Boost方向和DCM模式時對dj的約束條件為

從圖4能夠看到，輸入電流的最大值應(yīng)在電網(wǎng)電壓的峰值Up附近。為了使SCAPF能夠從電網(wǎng)吸收較大的諧波電流，應(yīng)在式(14)的約束下盡可能增大占空比dj的取值。顯然，適當(dāng)增大直流電壓 VD是較好的選擇。綜合各種因素后選定VD=2Up，對應(yīng)的占空比dj可能的最大取值為dj，p(Boost)=0.5。

SCAPF工作于 Buck方向和 DCM模式時對dj的約束條件為

電流的最大值也應(yīng)在電網(wǎng)電壓的峰值Up附近。為了使SCAPF能向電網(wǎng)輸出較大的逆變電流，應(yīng)該在式(15)的約束下盡可能增大占空比dj的取值。對于VD=2Up，對應(yīng)的占空比 dj可能的最大取值為dj，p(Buck)=0.5。

3)Boost方向

根據(jù)式(9)求得與dj，p(Boost)=0.5對應(yīng)的最大輸入電流

將式(9)代入式(13)得到與Boost方向?qū)?yīng)的差值電壓信號Δujh與占空比dj之間的關(guān)系為

與 dj，p=0.5 對應(yīng)的差值電壓記為 Δujh，p(Boost)，則有

代入式(16)，得

考慮占空比di的取值范圍為0～1，諧波電流控制器在Boost方向上的控制方案應(yīng)為

式中，Δujh＞0表示電網(wǎng)前半周期 Boost方向，為 dj的取值條件;當(dāng)dj的取值大于0.99時，dj=0.99。

4)Buck方向

與Buck方向?qū)?yīng)的峰值電流也在Up附近出現(xiàn)，按式(11)求得可能的峰值電流為

式(15)和式(20)也是設(shè)計SCAPF參數(shù)的依據(jù)。

將式(11)代入(13)得到與Buck方向?qū)?yīng)的差值電壓信號Δujh與占空比dj之間的關(guān)系為

記與 dj，p(Buck)= － 0.5 對應(yīng)的差值電壓為 Δujh，p(Boost)，則有

式(22)代入式(21)求得Buck方向諧波電流控制器的傳遞函數(shù)為

式中，Δujh＜0表示電網(wǎng)前半周期Buck方向。

5)波形發(fā)生器與低通濾波器

波形發(fā)生器產(chǎn)生與電網(wǎng)電壓uj對應(yīng)的標準正弦電壓波形，輸出信號ujhc是與ujh對應(yīng)的半波波形。ujhc與ujh有相同的有效值，因此差值電壓Δujh能夠反映 ujh偏離 ujhc的程度。Δujh＞0，ijcontroller工作于Boost方式，SCAPF 整流;Δujh＜0，ijcontroller工作于Buck方式，SCAPF逆變。

ijcontroller的第3個控制信號來自于低通濾波器(LPF)。LPF的截止頻率為100 Hz，能夠檢測輸出電壓VD隨電網(wǎng)電壓的變化。

6)ijcontroller的傳遞函數(shù)

ijcontroller對j相正半周的傳遞函數(shù)由2部分組成:Δujh＞0，式(19);Δujh＜0，式(23)。在 ijcontroller的3個輸入信號中，Δujh和 ujh(uj)是開環(huán)信號，eL是閉環(huán)信號。eL用于克服因計算和漂移對輸出電壓造成的偏差，還可用于調(diào)控3相電網(wǎng)的平衡。eL和Δujh對dj的控制作用如表1所示。

表1 eL和 Δujh對dj的控制特性Table 1 Control characteristic of eL and Δujh to dj

控制輸出電壓的波動范圍為 ±5%，則 eL＜－0.05uD，占空比 dj增加 1%;eL＞ 0.05uD，占空比dj減少1%。eL的調(diào)控作用能夠平衡SCAPF的輸入和輸出能量。3個ijcontroller共用1個誤差信號eL，還共用一個標準波形信號 ujhc，這樣會造成相與相之間的能量流動。對于不平衡的3相電網(wǎng)，ijcontroller的控制作用會使3相之間趨近于平衡[15－16]。

利用電網(wǎng)中各相的正半周(0～T/2)與負半周(T/2～T)之間的對稱關(guān)系，不難求得ijcontroller第j相負半周的傳遞函數(shù)，完整的占空比dj波形參見圖4。

3.2 PID控制器

PID 控制器的控制策略為[6－7]

當(dāng)因電網(wǎng)干擾或濾波電容充放電等原因使輸出電壓發(fā)生波動時，產(chǎn)生偏差信號e=uD，ref－uD。PID控制器根據(jù)偏差信號的大小、變化快慢和方向，對占空比進行調(diào)整，調(diào)整的方向是使偏差信號減小并趨于零，從而使輸出電壓VD在一定范圍內(nèi)保持恒定。

PID控制器主要用于消除ijcontroller不能及時消除的干擾，因此限制PID控制器的輸出Δd的變化范圍為[－0.01，0.01];零點 Z1的選取與濾波電容器的諧振頻率對應(yīng);Z2的選取與低通濾波器LPF的截止頻率對應(yīng);輸出電壓控制精度e=±0.05uD，K的取值為K＜1。

3.3 DPWM與驅(qū)動電路

來自ijcontroller和PID Regulator的占空比信號在求和模塊(Sum)中相加，還是以正半周為例，算式為

負半周的算式可根據(jù)對稱性得到。

DPWM(digital pulse width modulator)與驅(qū)動電路模塊內(nèi)設(shè)有三相開關(guān)分配表，表中給出與電網(wǎng)電壓和電流方向?qū)?yīng)的三相共6個開關(guān)的組合關(guān)系，實現(xiàn)按占空比 Dj對電流 ij的最終控制[14，17]。

4 實驗結(jié)果分析

三相SCAPF電路及智能控制器如圖1所示，其中，輸入三相交流36 V/50Hz正弦交流電壓;輸出電壓 VD=98.5 V。功率開關(guān)管 Sj1，2，IRF530，開關(guān)頻率fs=40 kHz;輸入端電感 Lj=60 μH，采用 E型磁芯EE35，內(nèi)回路磁隙0.9 mm，11匝;緩沖電容 Cj=2.2 μF/100V，濾波電容C1=C2=220 μF/250 V。LM3S1138微控制器內(nèi)嵌8個10位 AD轉(zhuǎn)換器，AD1～3采樣電網(wǎng)電壓半波波形(本文只采樣 a相)，AD4采樣直流電壓VD。6個16位的PWM輸出端口，產(chǎn)生6個 vj1，2的控制信號;微控制器和 Sj1，2之間的驅(qū)動電路采用IR2101。LM3S1138微控制器編程及與驅(qū)動與接口電路設(shè)計等相關(guān)的內(nèi)容參閱文獻[18－19]。

諧波電流補償實驗裝置按圖2制作，其中Rj0=0.5 Ω;D1～6，1N5401;C=100 μF/100 V;RL1=10 Ω，可調(diào)。圖6是無補償時整流器網(wǎng)側(cè)a相電壓和電流波形圖;圖7是SCAPF網(wǎng)側(cè)a相電流和a相總電流波形圖。

圖6 三相整流器網(wǎng)側(cè)電壓電流實驗波形Fig.6 Power side voltage and current waveforms of three-phase rectifier

圖7 SCAPF網(wǎng)側(cè)電流和補償后的總電流實驗波形Fig.7 Experimental waveforms of SCAPF’s power side current and the total current after compensation

整流器輸入電流峰值5.7 A，輸出直流6.5 A，電壓46.2 V。當(dāng)網(wǎng)側(cè)電壓幅值低于46.2 V時，整流二極管被反向偏置，輸入電流為零;當(dāng)整流二極管導(dǎo)通時，輸入電壓幅值被鉗位在約48 V，輸入電壓出現(xiàn)波形失真。SCAPF Boost方向峰值電流2.7 A，Buck方向峰值電流3.0 A，電流中觀測到了與整流器輸出電流反相的諧波成分。輸出直流電壓VD=98.5±4.6 V，波紋電壓基頻為電網(wǎng)電壓頻率的9倍頻，與單相3倍頻諧波電流對應(yīng)。濾波前a相電流總諧波失真度THDa1=76%，補償后THDa0=4.4%，SCAPF網(wǎng)側(cè)電流THDa=57%。整流器輸入功率307 W;SCAPF輸入(整流)功率162 W，輸出(逆變)功率154 W，效率95%(不計控制及驅(qū)動電路損耗)。

5 結(jié)語

本文提出了能夠減小電網(wǎng)中諧波電流的SCAPF技術(shù)，并將其應(yīng)用于三相有源濾波器。SCAPF的本質(zhì)是通過對輸入電流波形的控制，使網(wǎng)側(cè)電壓波形向正弦波逼近。從理論上進行了論證和推導(dǎo)，闡述了SCAPF技術(shù)的可行性，設(shè)計了實驗方案，完成了實驗電路、軟件編程和實驗系統(tǒng)。SCAPF的主要優(yōu)點:SCAPF只需采集電網(wǎng)電壓波形，無須檢測電網(wǎng)電流，既可獲得電網(wǎng)中諧波電流的全部信息;SCAPF以電網(wǎng)基波電壓為期望波形，以消除電網(wǎng)中全部諧波為目標，而不是有選擇地消除某幾種諧波電流;由于SCAPF是基于波形校正的有源濾波器，他對在電網(wǎng)中的安裝位置無特殊要求;SCAPF輸出與電網(wǎng)諧波反相的電流，等價于從電網(wǎng)吸收諧波電流，并將其轉(zhuǎn)換為基波向電網(wǎng)輸出，無需供電且轉(zhuǎn)換效率很高;當(dāng)電網(wǎng)電壓波形失真較大(諧波電流較大)時，SCAPF按設(shè)計值滿負荷工作，最大限度地校正電網(wǎng)電壓波形;當(dāng)電網(wǎng)電壓波形失真較輕(諧波電流較少)時，SCAPF能使電網(wǎng)電壓波形最大限度地趨近于正弦波形;三相SCAPF的電壓波形參比信號采用標準的三相電壓信號，因此它還有使電網(wǎng)三相之間平衡的重要作用。圖7的實驗結(jié)果說明，如果電網(wǎng)中SCAPF數(shù)量和負荷合適，電網(wǎng)中總體電流將趨近正弦波形。

[1]BASU S，BOLLEN M H J.A novel common power factor correction scheme for homes and offices[J].IEEE Transactions on Power Delivery，2005，20(3):2257－2263.

[2]FIGUEIREDO J P M，TOFOLI F L，SILVA B L A.A review of single-phase PFC topologies based on the boost converter[C]//IEEE/IAS 9th International Conference on Industry Applications.2010:1－6.

[3]TSE C K，CHOW M H L，CHEUNG M K H.A family of PFC voltage regulator configurations with reduced redundant power processing[J].IEEE Trans on Power Electronics，2001，16(6):794－802.

[4]TSE C K.Circuit theory of power factor correction in switching converters [J].International Journal of Circuit Theory and Applications，2003，3(1):157－198.

[5]On Semiconductor.Power Factor Correction(PFC)Handbook[DB/OL].http://www.onsemi.com/tech-support，2007.

[6]CHEN F，MAKSIMOVIC D.Digital control for improved efficiency and reduced harmonic distortion over wide load range in boost PFC rectifiers[C]//IEEE Appl Power Electron Conf.2009:760－766.

[7]MOON S，CORRADINI L，MAKSIMOVIC D.Autotuning of digitally controlled boost power factor correction rectifiers[J].IEEE Trans.on Power Electronics，2011，26(10):3006 －3018.

[8]ASHIDA I，ITOH J.A novel three-phase PFC rectifier using a harmonic current injection method[J].IEEE Trans on Power E-lectronics，2008，23(2):715 －722.

[9]TSE C K，LAI Y M，XIE R J，et al.Application of duality principle to synthesis of single-stage power-factor-correction voltage regulators[J].International Journal of Circuit Theory and Applications，2003，31(6):555 －570.

[10]RAMADAN E I，SHATSHAT S M，KAZERANI M.Artificial intelligent control for current source converter based modular active power filter[J].IEEE Trans on Power Delivery，2004，19(3):1314－1320.

[11]SHIREEN W，TAO Li.A DSP-based active power filter for low voltage distribution systems[J].Electric Power Systems Research，2008，78(9):1561－1567.

[12]BING Zhonghui，DU Xiong，SUN Jian.Control of three-phase PWM rectifiers using a single DC current sensor[J].IEEE Trans on Power Electronics，2011，26(6):1800 －1808.

[13]BORTIS D，WAFFLER S，BIELA J.25kW 3-phase unity power factor buck boost rectifier with wide input and output range for pulse load applications[J].IEEE Trans on Plasma Science，2008，36(5):2747－2752.

[14]HELDWEIN M L，MUSSA S A，BARBI I.Three-phase multilevel PWM rectifiers based on conventional bidirectional converters[J].IEEE Trans on Power Electronics，2010，25(3):545－549.

[15]皇甫成，賀之淵，湯廣福，等.交流電網(wǎng)不平衡情況下電壓源換相直流輸電系統(tǒng)的控制策略[J].中國電機工程學(xué)報，2008，28(22):144－151.HUANG Fucheng，HE Zhiyuan，TANG Guangfu，et al.Control strategy for the voltage source converter based HVDC transmission system under unbalanced AC grid conditions[J].Proceedings of the CSEE，2008，28(22):144－151.

[16]陳宏志，王旭，劉建昌.電網(wǎng)不平衡條件下PWM整流器的并聯(lián)控制方法[J].電機與控制學(xué)報，2009，13(5):702－707.CHEN Hongzhi，WANG Xu，LIU Jianchang.Parallel connection control method for the PWM rectifiers under unbalanced power grid voltage conditions [J].Electric Machines and Control，2009，13(5):702－707.

[17]劉秀翀，張化光，褚恩輝，等.三相電壓型 PWM整流器功率控制方法[J].電機與控制學(xué)報，2009，13(1):47－51.LIU Xiuchong，ZHANG Huaguang，CHU Enhui，et al.Power control scheme for three-phase voltage-type PWM rectifiers [J].Electric Machines and Control，2009，13(1):47 －51.

[18]YUAN Youchen，LIU Jun，LV Yongdong.Digitally controlled flyback converter with online adaptive tuning and estimation[C]//Internet Computing＆ Information Services Conf.2011:499－452.

[19]LUMINARY Micro Inc.LM3S1138 Microcontroller Data Sheet[DB/OL].http://www.luminary-micro.com，2008.