準單級單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器

陳道煉，嚴斌，陳峰，左巧安，林真

(福州大學 電力電子與電力傳動研究所，福建 福州350108)

0 引言

隨著石油、煤和天然氣等主要化石能源日益緊張，太陽能、風能、氫能、潮汐能和地熱能等新能源(也稱為綠色能源)的開發(fā)和利用越來越受到世界各國的重視。光伏電池、風力發(fā)電機等新能源發(fā)電系統(tǒng)直接產(chǎn)生的能量通常是不穩(wěn)定的，需要在光電池與電網(wǎng)之間配置容量適合的逆變器，將隨機變化的電能變換成電壓、頻率、諧波、相角和功率因數(shù)均符合電網(wǎng)要求的交流電能，以實現(xiàn)并網(wǎng)。因此，并網(wǎng)逆變器的性能對太陽能、風能等新能源并網(wǎng)發(fā)電具有極其重要的意義[1－2]。

Buck型(電壓型)PWM并網(wǎng)逆變器，雖然具有單級電路結(jié)構(gòu)、技術(shù)成熟可靠等優(yōu)點，但正常工作時必須要求直流側(cè)電壓大于交流側(cè)電壓的峰值，故存在一個明顯的缺陷:對于光伏并網(wǎng)逆變而言，當光伏電池輸出能力降低時，如陰雨天或夜晚，整個發(fā)電系統(tǒng)將停止運行，系統(tǒng)的利用率下降[3]。對此，常采用如下兩種方案來解決這—問題:1)前級添加Boost型變換器[4]或隔離型直流變換器[5－6]，從而增加了功率變換級數(shù)、電路復雜性、損耗和成本;2)輸出接工頻變壓器，仍屬于單級電路結(jié)構(gòu)，但存在體積和重量大、成本高等缺陷，無法適應銅鐵材料日益緊張和價格急劇增長的今天[7]。因此，準單級或單級并網(wǎng)逆變器已成為當今新能源發(fā)電領(lǐng)域的一個研究熱點[8]。

本文提出了準單級單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器電路結(jié)構(gòu)與拓撲族，并對構(gòu)成這類逆變器的電路結(jié)構(gòu)與拓撲族、控制策略、穩(wěn)態(tài)原理特性、電路參數(shù)設計等關(guān)鍵技術(shù)進行深入的理論分析研究，以推挽正激式電路為例，設計并研制出1 kW 48VDC/220V50HzAC樣機。

1 電路結(jié)構(gòu)與拓撲族

1.1 電路結(jié)構(gòu)

準單級單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器電路結(jié)構(gòu)，如圖1所示。這類電路結(jié)構(gòu)是由單向隔離Buck直流變換器和極性反轉(zhuǎn)逆變橋級聯(lián)構(gòu)成，具有高頻電氣隔離、電路結(jié)構(gòu)簡潔、準單級功率變換、變換效率高、極性反轉(zhuǎn)逆變橋功率開關(guān)電壓應力低且為ZVZCS、并網(wǎng)電流質(zhì)量高等優(yōu)點，特別適合用于新能源并網(wǎng)發(fā)電場合。新能源發(fā)電設備的輸出電壓Ui先由單向隔離Buck直流變換器變換成具有高頻脈動分量的100 Hz正弦半波電流，再經(jīng)極性反轉(zhuǎn)逆變橋和電容濾波后得到高質(zhì)量的輸出低頻正弦電流。

圖1 準單級單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器電路結(jié)構(gòu)Fig.1 Circuit configuration of quasi single-stage unidirectional buck DC-DC converter mode gridconnected inverters with high frequency link

1.2 電路拓撲族

準單級單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器拓撲族，包括推挽正激式等8個電路拓撲，如圖2所示。

圖2 準單級單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器拓撲族Fig.2 Circuit topological family of quasi single-stage unidirectional buck DC-DC converter mode grid-connected inverters with high frequency link

2 控制原理

準單級單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器采用SPWM電流瞬時值控制策略，如圖3所示。

圖3 準單級單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器控制原理Fig.3 Control principles of quasi single-stage unidirectional buck DC-DC converter mode grid-connected inverters with high frequency link

將濾波電感Lf1的電流反饋信號iLf1和與電網(wǎng)電壓同步的基準正弦信號ir的絕對值信號相比較，經(jīng)誤差放大后得到 ie，ie與鋸齒波uc交截產(chǎn)生 SPWM信號uSPWM，uSPWM分別與uc的下降沿二分頻信號 uk及其反相信號相與得到功率開關(guān) Sm1(Sm1')、Sm2(Sm2')的控制信號 ugsm1(ugsm1')、ugsm2、(ugsm2')，從而實現(xiàn)與電網(wǎng)電壓絕對值信號同步的電感電流iLf1;通過調(diào)節(jié)SPWM的信號的占空比，即可實現(xiàn)iLf1的穩(wěn)定與調(diào)節(jié)。此外，將ir過零比較后產(chǎn)生兩路互補信號usy、ˉusy，用來控制極性反轉(zhuǎn)逆變橋的功率開關(guān) S1、S2、S3、S4，將濾波電感電流 iLf1極性反轉(zhuǎn)為低頻正弦波電流饋入電網(wǎng)。

這種控制方案具有開關(guān)頻率固定、輸出頻譜特性優(yōu)、輸出濾波器易于設計、網(wǎng)側(cè)電流對系統(tǒng)參數(shù)不敏感和系統(tǒng)魯棒性高等優(yōu)點。需要說明的是，該控制方案應用于圖2(a)單管正激式電路時，可簡化控制電路，uSPWM可直接用來控制功率開關(guān)Sm1。

3 原理特性

3.1 穩(wěn)態(tài)工作原理

以圖2(d)所示推挽正激式拓撲為例，分析這類逆變器的穩(wěn)態(tài)原理特性。設高頻變壓器原邊繞組匝數(shù)N11=N12=N1，副邊繞組匝數(shù)為N2，ton為每個功率開關(guān)的導通時間，Ts為開關(guān)周期，開關(guān)頻率fs=1/Ts，功率開關(guān)的占空比 D=ton/Ts。為了簡化分析，假定:① 所有元件均為理想元件;② 線路電阻、電感為零;③變壓器勵磁電感足夠大，勵磁電流忽略不計;④ 在高頻工作條件下，濾波電感、電容值保持不變;⑤ 穩(wěn)態(tài)工作時，箝位電容Cc電壓基本不變，視為電壓源(上負下正)UCc≈Ui;⑥ 功率開關(guān)和整流二極管的開通時間和關(guān)斷時間為零，且通態(tài)壓降和斷態(tài)漏電流為零。

逆變器在電網(wǎng)電壓正負半周的工作情況相似，故僅以正半周為例來分析穩(wěn)態(tài)原理。在一個高頻開關(guān)周期內(nèi)，推挽正激式電路的兩個功率開關(guān)Sm1、Sm2交替工作，有8個工作模態(tài)，只需分析其中一只功率開關(guān)Sm1的工作模式，即分析半個開關(guān)周期的4個工作模態(tài)即可。推挽正激式準單級單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)態(tài)原理波形和半個開關(guān)周期內(nèi)的工作模態(tài)，如圖4所示。

工作模態(tài)1[t0～t1]功率開關(guān) Sm1開通瞬間，模態(tài)等效電路如圖4(b)所示。t0時刻以前，原邊電流在 Ui+－N12－Cc－N11－Ui－構(gòu)成的回路中形成環(huán)流Iloop，電感電流iLf1通過兩組副邊整流二極管續(xù)流，副邊繞組短路;t0時刻，功率開關(guān)Sm1開通，電壓Ui施加在原邊繞組 N11上，箝位電容 Cc電壓 UCc施加在原邊繞組 N12上。在此階段，電流 iNl1迅速增加、iN12迅速減小并反向增大。此時，副邊整流橋的D1～D4仍同時導通，副邊繞組處于短路狀態(tài)，故電壓Ui、UCc實際上是加在原邊繞組N11、N12的漏感上。與續(xù)流狀態(tài)不同的是，此時加到整流二極管D1、D4的電壓為正向電壓，加到D2、D3的電壓為反壓，D2、D3處于反向恢復狀態(tài)。相應地，D1、D4中的電流增大，D2、D3中的電流減小，當流過 D1、D4的電流增大到電感電流iLf1，流過 D2、D3的電流減小為零時，該模態(tài)結(jié)束。在此階段，功率開關(guān)Sm2的漏源電壓Udsm2=Ui+UCc≈2Ui。

工作模態(tài)2[t1～t2]功率開關(guān)Sm1穩(wěn)定導通期間，模態(tài)等效電路如圖4(c)所示。t1時刻，功率開關(guān) Sm1持續(xù)導通，D1、D4和 D2、D3續(xù)流結(jié)束，D1、D4導通，D2、D3截止。在此階段 Ui和 UCc分別加在變壓器原邊繞組N11和N12上，輸入電源和箝位電容同時向負載傳輸能量，變壓器原邊繞組電流iN1、iN2繼續(xù)增大，電流的變化率減小。該模態(tài)下，推挽正激式電路相當于兩個單端正激變換器并聯(lián)工作，其輸入電流ii=iN11，功率開關(guān)Sm2的漏源電壓仍為 Udsm2=Ui+UCc≈2Ui。t2時刻，Sm1關(guān)斷，該模態(tài)結(jié)束。

圖4 推挽正激式并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)態(tài)原理波形和半個開關(guān)周期內(nèi)的工作模態(tài)Fig.4 Steady principles waveforms and operating modes within half a switching period of the push-pull forward mode grid-connected inverter

工作模態(tài)3[t2～t3]功率開關(guān) Sm1關(guān)斷瞬間，模態(tài)等效電路如圖4(d)所示。t2時刻，功率開關(guān)Sm1關(guān)斷，流過繞組N11的電流iN11迅速減小，繞組N11上產(chǎn)生較大的反電勢，并使Sm2的寄生二極管導通，iN11流向箝位電容 Cc，即給箝位電容充電。副邊繞組的電壓為上負下正，立即使 D2、D3導通，D1、D4承受反壓而處于反向恢復狀態(tài)，因此整流二極管工作在續(xù)流狀態(tài)。繞組N11上的電流iN11通過Sm2的體二極管構(gòu)成環(huán)流，輸入電壓Ui和箝位電容電壓UCc分別施加在繞組N12和繞組N11上，即iN11減小，iN12減小并反向增大，分別對輸入電源、箝位電容釋放漏感能量。此階段功率開關(guān)Sm1的漏源電壓 Udsm1=Ui+UCc≈2Ui。當 iN11= －iN12時，由 Sm2寄生二極管構(gòu)成的環(huán)流為零，寄生二極管截止，該模態(tài)結(jié)束。

工作模態(tài)4[t3～t4]兩個開關(guān)均截止期間，模態(tài)等效電路如圖4(e)所示。在該模態(tài)，Sm1、Sm2均處于截止狀態(tài)，輸入電壓Ui加在箝位電容上，向箝位電容充電，輸入電流 ii=Iloop，Sm1、Sm2的漏源電壓均為Ui。環(huán)流電流流經(jīng)兩原邊繞組，即從一繞組同名端流入，從另一繞組同名端流出，產(chǎn)生的磁通量抵消，因而副邊繞組電流為零，原副邊繞組電壓也均為零。濾波電感電流iLf1分別通過兩組副邊整流二極管續(xù)流，每個橋臂的二極管流過的電流相等，均為電感電流的一半。

t4時刻，功率開關(guān)Sm2開通，該模態(tài)結(jié)束，下半周期開始。

穩(wěn)態(tài)工作時，由 Ui+－Sm1－Cc－Sm2－Ui－構(gòu)成的回路可見，Udsm1+Udsm2=Ui+UCc≈2Ui，因此，任意一個功率開關(guān)的電壓應力最大為2Ui，功率開關(guān)上沒有電壓過沖，箝位電容起到了良好的箝位作用。功率開關(guān)Sm2具有和Sm1相同的模態(tài)，只是此時是磁心退磁和反向磁化過程。如果在Sm1開通期間N11繞組磁化電流較大，則在Sm1關(guān)斷時，漏感對箝位電容充電電流也會較大，箝位電容電壓上升較高。在Sm2開通時，箝位電容加在N11繞組上電壓也較高，去磁電流的減小量增加，使勵磁電流和磁通回到起始點。所以，利用箝位電容的電壓浮動性，抑制了功率開關(guān)的電壓尖峰，避免了推挽電路變壓器的直流偏磁現(xiàn)象。

從以上分析可以看出，推挽正激變換器克服了推挽電路和正激電路二者之缺點，集二者之優(yōu)點:1)高頻變壓器磁心雙向?qū)ΨQ磁化，磁心利用率高;2)克服了正激電路附加磁復位電路的復雜性，且變換器的占空比可大于0.5;3)抑制了功率開關(guān)的電壓尖峰。所以，推挽正激式準單級單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器，在低壓大電流輸入新能源發(fā)電場合具有重要的應用價值。

3.2 環(huán)流分析

在工作模態(tài) 4[t3～t4]，兩個功率開關(guān) Sm1、Sm2均截止，輸入電流即為環(huán)流電流。在此階段，高頻變壓器的漏感和箝位電容諧振，諧振周期大于最小占空比的死區(qū)時間(即圖4中的 t3～t4)，可認為環(huán)流電流Iloop的大小基本不變。輸入電源通過Ui+－N12－Cc－N11－Ui－構(gòu)成的環(huán)路向箝位電容 Cc充電，充電電荷為

當其中一個功率開關(guān)導通時，箝位電容通過相應的一個繞組向負載釋放能量，放電電荷為

穩(wěn)態(tài)時箝位電容電荷守恒QCc=Qdisc，可得

3.3 能量傳輸分析

推挽正激變換器的能量傳輸可分為兩個部分:一部分是直接傳輸?shù)哪芰浚诠β书_關(guān)導通期間，輸入電源通過變壓器直接傳輸給負載;另一部分是間接傳輸?shù)哪芰?，兩個功率開關(guān)均不導通期間，輸入電源通過 Ui+－N12－Cc－N11－Ui－構(gòu)成的環(huán)路給箝位電容Cc充電，然后在功率開關(guān)導通期間通過變壓器將箝位電容上儲存的能量傳輸給負載。

Sm1或Sm2導通期間，輸入電源通過變壓器直接傳輸給負載的能量為

由輸出濾波電感Lf1的伏秒積平衡，可得變換器的輸出與輸入關(guān)系為

此時輸入電流ii=iN11，則

這里，輸出功率pL=uLILf1，近似認為并網(wǎng)電流等于電感電流ILf1。

Sm1和Sm2均不截止期間，輸入電源經(jīng) Ui+－N12－Cc－N11－Ui－給箝位電容 Cc充電，箝位電容儲存能量，這部分能量即為間接傳輸?shù)哪芰?

此時輸入電流ii=Iloop，則

間接傳輸?shù)哪芰空伎偰芰康谋壤秊?/p>

顯然，相同負載時推挽正激變換器的效率較推挽電路有所提高。

3.4 輸入電流分析

在Sm1或Sm2導通期間，輸入電流為

當Sm1和Sm2均截止時，輸入電流為

輸入電流的紋波為

推挽正激變換器的輸入電流是連續(xù)的，其電流紋波為同樣情況下推挽電路的一半，輸入電流的高頻諧波顯著減小。箝位電容起到了內(nèi)置濾波器的效果，可減小變換器輸入濾波器的體積和重量。

4 關(guān)鍵電路參數(shù)設計

4.1 箝位電容Cc

由上述原理特性可知，箝位電容Cc和輸入電源Ui并聯(lián)對負載提供能量，且UCc≈Ui，每個開關(guān)周期Cc提供的能量近似為總能量Win的1/2。當只有一個功率開關(guān)工作時，電容的放電能量可近似為

故可得

式中η為逆變器效率，UCc+、UCc－分別為箝位電容電壓的最大值、最小值，箝位電容電壓紋波 ΔU=(UCc+－UCc－)/2，為了減少功率開關(guān)的電壓應力，一般取 ΔU ＜10%Ui。

4.2 高頻變壓器匝比

高頻變壓器的匝比應按最低輸入電壓Uimin、最大電網(wǎng)電壓1.1UL對應最大占空比Dmax來確定，即

4.3 輸出濾波器LCL

電感的選取和紋波電流大小、系統(tǒng)功耗有關(guān)。電感值越大，紋波電流越小，線路損耗就會減小，但電感的體積和損耗都會增大。因此，電感的選取要考慮多方面的因素，采取折中的辦法。通常，電感Lf1上的紋波電流取為額定電流的15% ～25%，這里取20%。

輸出濾波電感Lf1的取值范圍為

輸出濾波電感 Lf2通常取 Lf1/2，而輸出濾波電容Cf應根據(jù)LCL濾波器的諧振頻率來設計。一般T型濾波器的諧振頻率fres取值范圍為10fL～fs/2(fL為電網(wǎng)頻率)。這里，fres設計為fs/5，即

可得

5 樣機測試

設計實例:推挽正激式拓撲，SPWM電流瞬時值反饋控制策略，Ui=40 ～60 VDC，Uo=220 V50 Hz，額定容量S=1 kVA，開關(guān)頻率fs=65 kHz，輸入濾波電容Ci=4×3 300 μF/100 V，高頻變壓器匝比 N2/N1=30/3，箝位電容 Cc=4 ×10 μF/100 V，Lf1=1.2 mH，Lf2=0.6 mH，Cf=470 nF/630 V，Sm1、Sm2選用MOSFET IXFH80N20Q，D1－D4選用 DSEI30－10 A，S1、S2、S3、S4選用 MOSFET IRF840 和阻斷二極管STPS20150CT的反向串聯(lián)。

5.1 測試波形

1 kW 48 VDC/220 V50 HzAC推挽正激式準單級單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器樣機在額定輸入電壓Ui=48 V和額定負載時的測試波形，如圖5所示。

圖5 1 kW推挽正激式并網(wǎng)逆變器在額定輸入電壓、額定負載時的測試波形Fig.5 Testing waveforms of the push-pull forward mode grid-connected inverter under Ui=48 V and normalized load

樣機測試結(jié)果表明:1)功率開關(guān)Sm1、Sm2的最大電壓應力被箝位在兩倍的輸入電壓;2)高頻變壓器繞組電壓為雙極性三態(tài)的高頻脈沖波;3)高頻整流橋二極管承受的電壓應力約為700 V;4)并網(wǎng)電流波形與電網(wǎng)電壓同頻同相，THD=0.925%。

5.2 測試數(shù)據(jù)

1 kW 48 VDC/220 V50 HzAC推挽正激式準單級單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器樣機在額定輸入電壓 Ui=48 V時的測試數(shù)據(jù)，如表1所示。

根據(jù)表1的測試數(shù)據(jù)，該并網(wǎng)逆變器在額定輸入Ui=48 V時的變換效率曲線，如圖6所示。

圖6 1 kW 48 VDC/220 V50 HzAC推挽正激式并網(wǎng)逆變器在額定輸入電壓的變換效率曲線Fig.6 The conversion efficiency curve of the push-pullforward mode grid-connected inverter under normalized input voltage

從表1和圖6可以看出，隨著輸出功率的增大，并網(wǎng)逆變器的變換效率先增大后逐漸降低，在額定負載時的變換效率高達 90.5%，并網(wǎng)電流 iLf2的THD逐漸減小，并網(wǎng)電流質(zhì)量高。如果極性反轉(zhuǎn)逆變橋選用具有更低通態(tài)壓降的GTR或晶閘管器件，則可去除四個反向阻斷二極管，并且獲得更高的變換效率。

6 結(jié)論

準單級單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器電路結(jié)構(gòu)，是由單向隔離Buck直流變換器和極性反轉(zhuǎn)逆變橋級聯(lián)構(gòu)成，其拓撲族包括推挽正激式等8個電路拓撲。

這類并網(wǎng)逆變器采用輸出電流瞬時值反饋控制策略;推挽正激變換器的高頻變壓器磁心雙向?qū)ΨQ磁化，箝位電容有效地抑制了功率開關(guān)的電壓尖峰，在一個高頻開關(guān)周期內(nèi)，有8個工作模態(tài);獲得了箝位電容、高頻變壓器匝比、輸出LCL濾波器的設計式;設計并研制的1 kW 48 VDC/220 V50 HzAC推挽正激式準單級單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器樣機具有優(yōu)良的性能，在低壓大電流輸入新能源發(fā)電場合具有重要的應用前景。

[1]陳道煉.DC－AC逆變技術(shù)及其應用[M].北京:機械工業(yè)出版社，2003:218－232.

[2]WANG Xiaowei，GAO Jun，HU Wenping，et al.Research of effect on distribution network with penetration of photovoltaic system[C]//45th International Universities Power Engineering Conference(UPEC)，2010，August 31－September 3，2010，Cardiff，Wales.2010:1 －4.

[3]王勇，高寧，羅悅?cè)A，等.三相三電平并網(wǎng)逆變器無死區(qū)SPWM控制研究[J].中國電機工程學報，2011，31(21):70 －75.WANG Yong，GAO Ning，LUO Yuehua，et al.SPWM research for dead-time elimination in a three-phase three-level grid-connected Inverter[J].Proceedings of the CSEE，2011，31(21):70－75.

[4]ZANG Haiyang，YANG Xiu.Simulation of two-level photovoltaic grid-connected system based on current control of hysteresis band[C]//2011 Asia-Pacific，Power and Energy Engineering Conference(APPEEC)，March 25－28，2011，Wuhan，China.2011:1－4.

[5]ZHONG Weiguo，F(xiàn)UJIO Kurokawa.A novel PWM modulation and hybrid control scheme for grid-connected unipolar inverters[C]//IEEE APEC，March 6－11，2011，F(xiàn)ort Worth，TX.2011:1634－1641.

[6]Sudip K Mazumder，Akshay K Rathore.Primary-side-converterassisted soft-switching scheme for an AC/AC converter in a cycloconverter-type high-frequency-link inverter[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2011，58(9):4161 －4166.

[7]WANG Haibo，CHE Yanbo，ZHAO Lihua.Research and development of photovoltaic grid-connected inverter based on DSP[C]//IEEE PESA，June 8－10，2011，Hong Kong，China.2011:1 －5.

[8]MIRAFZAL B，SAGHALEINI M，KASHEFI KAVIANI A K.An SVPWM-based switching pattern for stand-alone and grid-connected three-phase single-stage boost-inverters[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2011，26(4):1102 －1111.