基于基片集成波導(dǎo)的巴特勒矩陣饋電網(wǎng)絡(luò)

文瑞虎，王海彬，李元光，孫學(xué)文

（1.機電動態(tài)控制重點實驗室，陜西 西安 710065；2.西安機電信息研究所，陜西 西安 710065）

0 引言

將多波束天線［1］應(yīng)用于無線電引信探測技術(shù)，可以實現(xiàn)對目標(biāo)的精確探測，達(dá)到高效毀傷。對天線陣列進(jìn)行饋電的多波束形成網(wǎng)絡(luò)［2－3］是多波束天線的重要組成部分。

微帶和金屬波導(dǎo)［4］是兩種傳統(tǒng)的微波傳輸結(jié)構(gòu)，在微波領(lǐng)域有著十分廣泛的應(yīng)用。介質(zhì)波導(dǎo)等非平面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)雖然損耗很小，性能很高，但由于體積大以及難以集成加工的問題，很難廣泛地應(yīng)用于高度集成的系統(tǒng)中，而微帶線由于傳輸損耗大、品質(zhì)因數(shù)低等原因而不適于工作在微波、毫米波段。本文針對傳統(tǒng)無線電引信多波束精確探測成本高、功耗大的問題，提出將基于基片集成波導(dǎo)的Butler矩陣作為饋電網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用于多波束陣列天線中。

1 基片集成波導(dǎo)和Butler矩陣原理

1.1 基片集成波導(dǎo)

基片集成波導(dǎo)［5］的結(jié)構(gòu)，如圖1所示：兩排金屬化通孔的中心間距為a，金屬化通孔的直徑和間距分別為d和p，介質(zhì)基片的厚度和介電常數(shù)分別為h和ξr。電磁波在介質(zhì)基片的上下金屬面和兩排金屬化通孔所圍成的矩形區(qū)域內(nèi)以類似于介質(zhì)填充矩形波導(dǎo)中的場模式傳輸。

圖1 基片集成波導(dǎo)結(jié)構(gòu)Fig.1 The str uct ure of SI W

由于基片集成波導(dǎo)具有和傳統(tǒng)矩形金屬波導(dǎo)相類似的傳輸特性，所以可以在傳統(tǒng)的矩形金屬波導(dǎo)和基片集成波導(dǎo)之間建立相對應(yīng)的關(guān)系，根據(jù)等效關(guān)系式（1）［6］，計算出基片集成波導(dǎo)的寬度a，ˉa表示等效矩形波導(dǎo)的寬度。

將基片集成波導(dǎo)器件的設(shè)計轉(zhuǎn)化為傳統(tǒng)矩形金屬波導(dǎo)［7］器件的設(shè)計，從而大大減少設(shè)計時間和問題的復(fù)雜度。

1.2 Butler矩陣原理

圖2給出了4×4 Butler矩陣的電路原理圖，從圖中可以看出構(gòu)成Butler矩陣的主要元件為90°電橋、交叉耦合器和移相器。信號從一個端口輸入被平均分配到四個輸出端口，同時各個端口之間保持一個恒定的相位差，從而使得波束指向固定角度，從而使得波束指向不同方向。

圖2 4×4 Butler矩陣的電路原理圖Fig.2 Schematic of 4×4 Butler matrix

如圖2為例，信號從1－4不同端口輸入時，輸出端口的相位差分別為－45°、135°、－135°和45°從而對應(yīng)地形成如圖3所示的4個具有不同指向的方向圖。通過對輸入端口的快速切換，實現(xiàn)波束掃描，達(dá)到對目標(biāo)進(jìn)行精確探測的目的［8］。

圖3 多波束天線方向圖Fig.3 Multi-beam antennas directory figures

2 基于基片集成波導(dǎo)的Butler矩陣饋電網(wǎng)絡(luò)

本文結(jié)合基片集成波導(dǎo)具有品質(zhì)因數(shù)高、輻射損耗小、體積小、重量輕、易于平面加工和成本低的特點，并結(jié)合傳統(tǒng)Butler矩陣工作原理，提出將基于基片集成波導(dǎo)的Butler矩陣作為無線電引信多波束探測系統(tǒng)的饋電網(wǎng)絡(luò)可以有效解決傳統(tǒng)無線電引信多波束精確探測成本高、功耗大的問題。

構(gòu)成基片集成波導(dǎo)Butler矩陣饋電網(wǎng)絡(luò)的主要部件包括微帶-SI W過渡結(jié)構(gòu)、90°電橋、交叉耦合器和移相器，其結(jié)構(gòu)如圖4—圖6所示。

本文結(jié)合傳統(tǒng)微波器件的設(shè)計理論與基片集成波導(dǎo)技術(shù)對上述構(gòu)成Butler矩陣饋電網(wǎng)絡(luò)的主要部件進(jìn)行了理論分析和仿真驗證。

為了利用平面電路的測試裝置實現(xiàn)對基片集成波導(dǎo)器件的測試，利用基片集成波導(dǎo)易于與其他平面電路集成的特點，采用微帶漸近線結(jié)構(gòu)（如圖4所示）實現(xiàn)基片集成波導(dǎo)與50Ω微帶線的過渡。L＿taper表示微帶過渡帶的長度，W＿taper表示過渡帶的寬度。

首先根據(jù)傳統(tǒng)矩形波導(dǎo)和基片集成波導(dǎo)的等效關(guān)系式（1），計算出基片集成波導(dǎo)的寬a，然后根據(jù)微帶線特性阻抗公式求出特性阻抗為50Ω的微帶線寬度 W＿50。

基片集成波導(dǎo)定向耦合器結(jié)構(gòu)如圖5所示。以端口1為輸入端，端口2為隔離端為例，則有90°電橋的直通端口3和耦合端口4輸出功率相等相位差為90°，交叉耦合器中電磁波全部從耦合端口4輸出。

通過調(diào)整基片集成波導(dǎo)定向耦合器的耦合縫隙長度L，本文設(shè)計了耦合度分別為3 d B和0 d B的90°電橋和交叉耦合器，3 d B耦合器的耦合縫隙長度為：

0 d B耦合器耦合縫隙長度大致為3 d B耦合器耦合縫隙長度的二倍。

基于基片集成波導(dǎo)的移相器結(jié)構(gòu)如圖6所示，根據(jù)波導(dǎo)相速公式可知通過改變波導(dǎo)寬度W 來調(diào)整移相器的相移量。

根據(jù)理論推導(dǎo)和仿真優(yōu)化所得的結(jié)果將前面所述的微帶線-SI W過渡結(jié)構(gòu)、90°電橋、交叉耦合器和移相器按照Butler電路原理組合起來得到如圖7所示的基于基片集成波導(dǎo)的4×4 Butler矩陣饋電網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。

圖4 微帶線－基片集成波導(dǎo)的過渡結(jié)構(gòu)Fig.4 The structure of transition bet ween SI W and micro-strip

圖5 基片集成波導(dǎo)定向耦合器結(jié)構(gòu)圖Fig.5 The structure of SI W directional coupler

圖6 移相器結(jié)構(gòu)圖Fig.6 The structure of phase shifter

圖7 4×4 Butler矩陣饋電網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)Fig.7 The str ucture of 4×4 Butler matrix feed net wor k

3 仿真驗證

為了驗證理論推導(dǎo)的正確性，利用全波仿真軟件HFSS對構(gòu)成基片集成波導(dǎo)Butler矩陣饋電網(wǎng)絡(luò)的主要部件：微帶-SI W過渡結(jié)構(gòu)、90°電橋、交叉耦合器和移相器進(jìn)行了仿真優(yōu)化。

本文設(shè)計了中心頻率為12 GHz的基片集成波導(dǎo)-微帶線轉(zhuǎn)換器如圖4所示。通過對參數(shù)L＿taper以及W＿taper的優(yōu)化仿真實現(xiàn)微帶與SI W的匹配。

由圖8中的S參數(shù)可知：在10～16 GHz很寬的頻段內(nèi)該結(jié)構(gòu)的反射系數(shù)S11都小于－20 d B，說明微帶漸變線和基片集成波導(dǎo)匹配效果良好。

圖8 微帶線－基片集成波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的S參數(shù)Fig.8 The S parameters of transition bet ween SI W and micro-strip

本文設(shè)計了耦合度分別為3 d B和0 d B的90°電橋和交叉耦合器如圖5所示，通過對耦合縫隙L的仿真優(yōu)化得到理想耦合度的定向耦合器。

由圖9中的S參數(shù)可以看出在11.5～12.5 GHz頻段內(nèi)，3 d B定向耦合器直通端和耦合端的傳輸系數(shù)︱S31－S41︱＜0.5 d B，因此端口3和端口4輸出功率基本相等，輸入端反射系數(shù)S11＜－15 d B，隔離端傳輸系數(shù)S21＜－15 d B，符合3 d B定向耦合器的設(shè)計要求。

圖9 90°電橋的S參數(shù)Fig.9 The S para meters of 90°bridge

由圖10中的相位參數(shù)可以看出，在工作頻段內(nèi)，3 d B定向耦合器直通端（端口3）和耦合端（端口4）輸出相位相差90°起到90°電橋的作用，與傳統(tǒng)波導(dǎo)定向耦合器理論值相同。

由圖11中的S參數(shù)可以看出，在10.2～13.7 GHz頻段內(nèi)，0 d B定向耦合器輸入端反射系數(shù)（S11）、隔離端傳輸系數(shù)（S21）和直通端傳輸系數(shù)（S31）均小于－15 d B，耦合端傳輸系數(shù)基本穩(wěn)定在－2 d B左右，電磁波基本都從耦合端輸出，符合0 d B定向耦合器的設(shè)計要求。

圖10 90°電橋3、4端口輸出相位差Fig.10 The phase subtraction of 3 and 4 port of 90°bridge

圖11 交叉耦合器S參數(shù)Fig.11 The S parameters of cross coupler

本文設(shè)計了相移量為45°的基片集成波導(dǎo)移相器如圖6所示，通過對參數(shù)W 的優(yōu)化得到理想的相移量。

由圖12可知，在10.6～11.4 GHz頻段內(nèi)3端口和4端口的輸出相位差在45°±5°范圍內(nèi)。

圖12 45°移相器3、4端口輸出相位差Fig.12 The phase subtraction of 3 and 4 port of 45°phase shifter

4 實驗驗證

根據(jù)仿真結(jié)果選用Rogers5880，介電常數(shù)2.2，厚度為0.508 mm的介質(zhì)板制作了樣品，實物照片如圖13所示。

圖13 4×4 Butler矩陣饋電網(wǎng)絡(luò)實物Fig.13 The photo of 4×4 Butler matrix feed net work

實物的大小為7.1 c m×20.4 c m，為了便于測試微帶輸入、輸出端口均連接了標(biāo)準(zhǔn)的SMA轉(zhuǎn)接頭，測試所用儀器為矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀，未被測試的端口均連接50Ω匹配負(fù)載。

圖14為端口1輸入時各端口的幅度測試結(jié)果，圖15為端口1輸入時輸出端的相位差測試結(jié)果，圖16為端口2輸入時各端口的幅度測試結(jié)果，圖17為端口2輸入時輸出端的相位差測試結(jié)果。端口3、4作為輸入端時與端口1、2對稱。

圖14 端口1輸入時各端口的幅度測試結(jié)果Fig.14 The test result of output margin when port 1 as input port

圖16 端口2輸入時各端口的幅度測試結(jié)果Fig.16 The test result of out put mar gin when port 2 as input port

圖17 端口2輸入時5—8端口的相位差測試結(jié)果Fig.17 The test result of output phase subtraction when port 2 as input port

由測試結(jié)果看出，端口1輸入時5—8四個輸出端在11～13 GHz頻段內(nèi)輸出幅度大致相等，相差在±1 d B范圍內(nèi)，輸出相位差在11.1～12.3 GHz頻段內(nèi)相差為－45°±5°，2—4端口作為隔離端在11～13 GHz頻段內(nèi)S參數(shù)小于－15 d B。端口2輸入時5—8四個輸出端在11～13 GHz頻段內(nèi)輸出幅度大致相等，相差在±1 d B范圍內(nèi)，輸出相位差在11.1～12.3 GHz頻段內(nèi)相差為135°±5°，1、3、4端口作為隔離端在11～13 GHz頻段內(nèi)S參數(shù)小于－15 d B。實測結(jié)果與理論分析一致。

5 結(jié)論

本文提出了將基于基片集成波導(dǎo)的Butler矩陣作為饋電網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用于無線電引信多波束陣列天線中，信號從一個端口輸入被平均分配到四個輸出端口，同時各個端口之間保持一個恒定的相位差，從而使得波束指向固定角度，不同的輸入端口對應(yīng)不同的相位差從而使得天線陣列波束指向不同的方向。實驗結(jié)果表明：該饋電網(wǎng)絡(luò)在工作頻段內(nèi)各輸出端口等功率輸出，輸出端相位差與理論分析一致。所以經(jīng)過進(jìn)一步改進(jìn)和優(yōu)化后，該饋電網(wǎng)絡(luò)可以被應(yīng)用于無線電引信探測系統(tǒng)的多波束陣列天線中，實現(xiàn)對目標(biāo)的精確探測。

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