基于解重?cái)U(kuò)算法的GPS抗干擾實(shí)時(shí)接收機(jī)研究

吳仁彪，李 曉，胡鐵喬，盧 丹

（中國(guó)民航大學(xué)天津市智能信號(hào)與圖像處理重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，天津 300300）

基于解重?cái)U(kuò)算法的GPS抗干擾實(shí)時(shí)接收機(jī)研究

吳仁彪，李 曉，胡鐵喬，盧 丹

（中國(guó)民航大學(xué)天津市智能信號(hào)與圖像處理重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，天津 300300）

提出了一種基于解重?cái)U(kuò)算法的GPS抗干擾實(shí)時(shí)接收機(jī)系統(tǒng)的硬件實(shí)現(xiàn)方案。此方案充分利用解重?cái)U(kuò)算法和GPS接收機(jī)的特點(diǎn)，將兩者緊密耦合，并根據(jù)FPGA和DSP的不同性能，實(shí)現(xiàn)了資源的合理配置。實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)驗(yàn)證表明，該系統(tǒng)不僅能夠抑制干擾信號(hào)，而且可對(duì)衛(wèi)星信號(hào)產(chǎn)生較大增益，實(shí)現(xiàn)多波束抗干擾。

GPS；抗干擾接收機(jī)；解重?cái)U(kuò)算法；多波束

全球定位系統(tǒng)（global positioning system，GPS）是一種全球化的衛(wèi)星導(dǎo)航定位系統(tǒng)，可以為用戶提供經(jīng)度、緯度、高度以及時(shí)間等信息，具有性能好、精度高、應(yīng)用廣等特點(diǎn)。但是GPS信號(hào)非常微弱，其功率不足用戶接收機(jī)噪聲功率的千分之一，較小的干擾就可能導(dǎo)致接收機(jī)不穩(wěn)定或失效[1]。因此GPS抗干擾技術(shù)受到越來(lái)越多的關(guān)注。

近年來(lái)，基于天線陣的GPS抗干擾接收機(jī)得到廣泛的應(yīng)用和發(fā)展，國(guó)外對(duì)此項(xiàng)技術(shù)已進(jìn)行了非常深入的研究，主要包括自適應(yīng)抗干擾模塊、天線陣信號(hào)源以及實(shí)際場(chǎng)地測(cè)試三個(gè)方面[2-3]；國(guó)內(nèi)的研究和應(yīng)用仍處于起步階段。目前實(shí)際硬件實(shí)現(xiàn)的抗干擾接收機(jī)大多基于最小功率算法，該算法實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，但不能提供多天線系統(tǒng)帶來(lái)的信號(hào)處理增益。本文在文獻(xiàn)[4]所提出的解重?cái)U(kuò)算法的基礎(chǔ)上給出一種多波束GPS抗干擾實(shí)時(shí)接收機(jī)的硬件實(shí)現(xiàn)方案，此方案充分利用解重?cái)U(kuò)算法和GPS接收機(jī)的特點(diǎn)，將兩者緊密結(jié)合，并根據(jù)硬件平臺(tái)的性能，實(shí)現(xiàn)了資源的合理配置。本文還對(duì)所提方案做了仿真分析，并用實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)進(jìn)行了驗(yàn)證。

1 解重?cái)U(kuò)算法原理

1.1 信號(hào)模型

考慮一個(gè)由M個(gè)陣元組成的GPS接收機(jī)天線陣列，當(dāng)干擾入射到天線陣列上時(shí)，接收到的下變頻后的數(shù)字中頻信號(hào)為

1.2 解重?cái)U(kuò)算法

解重?cái)U(kuò)算法最早用于CDMA系統(tǒng)的抗干擾中[5]，文獻(xiàn)[4]將其用于GPS抗干擾中并結(jié)合GPS信號(hào)的特點(diǎn)將該算法簡(jiǎn)化，不需解調(diào)導(dǎo)航數(shù)據(jù)，只需根據(jù)相關(guān)結(jié)果所估計(jì)的每顆衛(wèi)星的C/A碼及含多普勒頻率的中頻信息重構(gòu)信號(hào)。其原理框圖如圖1所示。

圖1 解重?cái)U(kuò)算法原理框圖Fig.1 Block diagram of despread respread algorithm

在圖1中，利用已知的C/A碼對(duì)天線陣列輸出信號(hào)進(jìn)行相關(guān)處理，根據(jù)估計(jì)到的衛(wèi)星信號(hào)的到達(dá)時(shí)間和多普勒頻率信息重建衛(wèi)星信號(hào)，并以此信號(hào)為參考信號(hào)來(lái)更新天線陣列的加權(quán)矢量。設(shè)第l顆GPS衛(wèi)星的加權(quán)矢量為wl，其更新公式[4]為

其中：h表示權(quán)矢量計(jì)算的迭代次數(shù)，為提高算法的收斂性能，用最小功率算法的權(quán)矢量作為初始權(quán)矢量[4]，即wl（1）=wPI。X為采樣數(shù)據(jù)矩陣；*表示共軛；rl（h）是期望信號(hào)，即

與最小功率算法相比，解重?cái)U(kuò)算法有較大優(yōu)勢(shì)。最小功率算法無(wú)需知道衛(wèi)星信號(hào)來(lái)向會(huì)在干擾來(lái)向上形成零陷，卻不能在衛(wèi)星信號(hào)來(lái)向上形成增益，也不能實(shí)現(xiàn)多波束抗干擾；解重?cái)U(kuò)算法同樣不需知道衛(wèi)星來(lái)向或陣列流形信息，但能產(chǎn)生多個(gè)高增益的波束，且多波束形成能力不受陣元數(shù)的限制[4]。

2 實(shí)現(xiàn)方案

根據(jù)解重?cái)U(kuò)算法的原理可知，解重?cái)U(kuò)算法中相關(guān)處理的方法和普通GPS接收機(jī)的捕獲算法原理一致。因此可將該算法和接收機(jī)緊密結(jié)合，設(shè)計(jì)具有緊耦合特性的多波束GPS抗干擾接收機(jī)。該抗干擾接收機(jī)設(shè)計(jì)方案如圖2所示。

圖2 系統(tǒng)方案框圖Fig.2 Block diagram of system scheme

從圖2可看出系統(tǒng)的整體流程是，首先按照式（4）根據(jù)上節(jié)所述計(jì)算解重?cái)U(kuò)算法的權(quán)矢量w，包括捕獲、信號(hào)重建等步驟；然后對(duì)輸入數(shù)據(jù)做加權(quán)處理；最后對(duì)處理后的數(shù)據(jù)捕獲、跟蹤并解算出定位結(jié)果。

系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)采用塊自適應(yīng)處理方法[6]，每一塊數(shù)據(jù)分別做自適應(yīng)干擾抑制處理，再將處理后的數(shù)據(jù)依次拼接。每塊數(shù)據(jù)經(jīng)不同的權(quán)矢量處理后，拼接時(shí)會(huì)出現(xiàn)相位或幅度不統(tǒng)一的問(wèn)題，故用權(quán)矢量歸一化[6]方法使其統(tǒng)一；本方案中塊與塊之間的權(quán)矢量更新時(shí)，第一塊數(shù)據(jù)中算法的初始權(quán)矢量為最小功率權(quán)矢量，非第一塊數(shù)據(jù)中初始權(quán)矢量取為上一塊的解重?cái)U(kuò)權(quán)矢量，此方法可以提高算法和系統(tǒng)的性能。經(jīng)多次實(shí)驗(yàn)得出，解重?cái)U(kuò)權(quán)矢量經(jīng)一次迭代性能就比較穩(wěn)定，因而權(quán)矢量計(jì)算的迭代次數(shù)取為1。另外，算法權(quán)矢量求解中含有矩陣求逆運(yùn)算，直接求逆在硬件實(shí)現(xiàn)中難度較大且資源占用率較高，方案中選用CholeSky分解方法[6]取代求逆運(yùn)算。兼顧導(dǎo)航數(shù)據(jù)翻轉(zhuǎn)的影響和數(shù)據(jù)累加可提高信號(hào)信噪比這兩個(gè)方面，捕獲所用數(shù)據(jù)長(zhǎng)度取為10 ms；綜合考慮運(yùn)算速度、硬件資源和運(yùn)算的準(zhǔn)確度，選取10 ms數(shù)據(jù)用于計(jì)算解重?cái)U(kuò)算法的權(quán)矢量。跟蹤模塊采用碼跟蹤環(huán)和延遲鎖定環(huán)來(lái)實(shí)現(xiàn)；取跟蹤通道數(shù)為8，則最多有8顆衛(wèi)星用于定位[7]。

系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)采用成都傅立葉電子科技有限公司生產(chǎn)的軟件無(wú)線電處理平臺(tái)，型號(hào)為FFT-SDR-V4。FFT-SDR-V4采用cPCI接口，特別適合對(duì)外界工作條件苛刻的應(yīng)用場(chǎng)合，板載總?cè)萘可锨f(wàn)門(mén)的FPGA（現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列），輕松應(yīng)對(duì)高速的數(shù)據(jù)并行處理，所采用的DSP（數(shù)字信號(hào)處理器）為T(mén)I的TMS320C6416系列，處理器頻率從600 MHz到1 GHz，同時(shí)板上提供了大容量的存貯器方便開(kāi)發(fā)。FFT-SDR-V4由TI公司的TMS320C6416T的DSP作為主處理器；Xilinx公司的Virtex4-XC4VLX60的FPGA作為協(xié)處理器，分別為FPGA-A和FPGA-B。

定位算法所需的參數(shù)較多，對(duì)參數(shù)的位長(zhǎng)要求較高，并且定位算法運(yùn)算量較小，適于在DSP中實(shí)現(xiàn)；FPGA中執(zhí)行的運(yùn)算算法結(jié)構(gòu)較簡(jiǎn)單[8]，可用來(lái)實(shí)現(xiàn)Hilbert變換、捕獲、自相關(guān)陣和互相關(guān)陣的計(jì)算、權(quán)矢量處理數(shù)據(jù)等模塊?；谒銎脚_(tái)，系統(tǒng)的具體實(shí)現(xiàn)方案如圖3所示。

由圖3可以看出系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)步驟為：

第一步：Hilbert變換和7倍分頻。輸入數(shù)據(jù)為實(shí)數(shù)，進(jìn)行Hilbert變換后使其由實(shí)變?yōu)閺?fù)；輸入數(shù)據(jù)采樣頻率為5.714 MHz，而系統(tǒng)時(shí)鐘為40 MHz，需進(jìn)行7倍分頻。處理后的數(shù)據(jù)一路做最小功率算法；另一路延時(shí)480 ms后做解重?cái)U(kuò)算法。

第二步：最小功率算法處理數(shù)據(jù)。解重?cái)U(kuò)算法的初始權(quán)矢量為最小功率權(quán)矢量，本步驟則是計(jì)算最小功率權(quán)矢量，然后按照塊自適應(yīng)方法處理長(zhǎng)度約為10 ms的數(shù)據(jù)，塊大小為100點(diǎn)。

第三步：捕獲、跟蹤、重建信號(hào)。捕獲即搜索每顆有效衛(wèi)星的碼相位和載波頻率，為跟蹤提供初值；跟蹤是追蹤得到較準(zhǔn)確的碼相位和載頻，然后對(duì)數(shù)據(jù)解調(diào)解擴(kuò)得到導(dǎo)航數(shù)據(jù)。導(dǎo)航數(shù)據(jù)送入定位模塊；碼相位和載頻送入信號(hào)重建模塊。信號(hào)重建模塊是根據(jù)式（3）重新生成每顆有效衛(wèi)星的信號(hào)，即參考信號(hào)。

第四步：解重?cái)U(kuò)算法權(quán)矢量計(jì)算。分別計(jì)算輸入數(shù)據(jù)的自相關(guān)陣和輸入數(shù)據(jù)與參考信號(hào)的互相關(guān)陣，然后通過(guò)CholeSky分解計(jì)算得出每顆有效衛(wèi)星對(duì)應(yīng)的解重?cái)U(kuò)權(quán)矢量。

第五步：數(shù)據(jù)加權(quán)、跟蹤和定位。用解重?cái)U(kuò)權(quán)矢量對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，處理之后的信號(hào)是相對(duì)準(zhǔn)確的衛(wèi)星信號(hào)，然后用它們進(jìn)行跟蹤和定位解算，得出定位結(jié)果。

硬件實(shí)現(xiàn)時(shí)捕獲模塊中快速傅里葉變換及其逆變換采用同一個(gè)快速傅里葉變換核來(lái)實(shí)現(xiàn)，根據(jù)所用平臺(tái)估計(jì)出捕獲所需時(shí)間約為475 ms；實(shí)際系統(tǒng)中數(shù)據(jù)流是連續(xù)的，為保證捕獲、跟蹤和自互相關(guān)陣計(jì)算三者輸入數(shù)據(jù)的一致性，需要對(duì)后兩者的輸入數(shù)據(jù)產(chǎn)生475 ms以上的延遲，算法權(quán)矢量也須隨數(shù)據(jù)的變化而更新。在此把延遲時(shí)長(zhǎng)和權(quán)矢量更新間隔都取為500 ms，那么可把500 ms看作為一個(gè)小塊；塊數(shù)大于72即數(shù)據(jù)長(zhǎng)度大于36 s時(shí)，可解算出定位結(jié)果[9]。

3 軟件仿真

本節(jié)介紹第二節(jié)所述系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)方案的仿真。仿真流程如圖4所示。

圖4 軟件仿真流程圖Fig.4 Flow chart of software simulation

圖4是圖3所示方案的軟件仿真流程，為模仿實(shí)際硬件系統(tǒng)的實(shí)時(shí)性，需考慮衛(wèi)星位置變化而引起的跟蹤失鎖和有效衛(wèi)星的更新問(wèn)題，具體分析如下。

若某顆衛(wèi)星的跟蹤失鎖，可判定此衛(wèi)星已不在接收機(jī)的觀測(cè)范圍內(nèi)，清空通道，以為新出現(xiàn)的衛(wèi)星所用；新衛(wèi)星的檢測(cè)通過(guò)捕獲完成，當(dāng)捕獲到新的衛(wèi)星時(shí)，查找各通道狀態(tài)，若有閑置通道，則將該星放入閑置通道，這樣就實(shí)現(xiàn)了衛(wèi)星的更新。另外，衛(wèi)星更新可能會(huì)引起某個(gè)通道的跟蹤信息不連續(xù)，所以定位解算前需對(duì)每個(gè)通道的跟蹤結(jié)果作出判斷，從定位時(shí)刻往前的36 s內(nèi)，若該通道均有連續(xù)的跟蹤結(jié)果，此通道可用，反之不可用。

硬件實(shí)現(xiàn)中大部分變量或參數(shù)是固定位長(zhǎng)的，因此對(duì)軟件仿真進(jìn)行了定點(diǎn)化。定點(diǎn)化過(guò)程是在保證抗干擾算法處理之后估計(jì)出的衛(wèi)星信號(hào)的載噪比和最終的定位精度損失較小的前提下，盡可能地減少位長(zhǎng)，以節(jié)省硬件資源。

4 實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)驗(yàn)證

本節(jié)給出了所提方案的實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)的仿真結(jié)果，仿真工具為Maltlab。接收機(jī)所在位置的經(jīng)緯度分別為39°06′44.95″和 117°20′40.39″，天線陣列是 2×2 的平面陣，陣元數(shù)為4。信號(hào)采樣頻率為5.714 MHz，模擬中頻是4.309 MHz，所采數(shù)據(jù)長(zhǎng)度為37 s；所加干擾為調(diào)頻干擾。

圖5給出了分別采用最小功率算法和解重?cái)U(kuò)算法進(jìn)行抗干擾后的捕獲結(jié)果的比較，從圖5可以看出，采用解重?cái)U(kuò)算法進(jìn)行抗干擾后得到的捕獲峰值明顯優(yōu)于最小功率算法的捕獲峰值。

圖6是經(jīng)兩種算法處理之后跟蹤得出的衛(wèi)星15#的解調(diào)結(jié)果。橫軸表示同相支路的即時(shí)碼（IP），它的極性為導(dǎo)航數(shù)據(jù)信息；縱軸表示正交支路的即時(shí)碼（QP），為噪聲信息。圖6（b）是解重?cái)U(kuò)算法處理后的跟蹤結(jié)果，IP正負(fù)極性分開(kāi)，解調(diào)正常。圖6（a）是最小功率算法處理后的跟蹤結(jié)果，沒(méi)有完全解調(diào)開(kāi)，無(wú)法得到正確的導(dǎo)航數(shù)據(jù)信息，故無(wú)法解算出定位結(jié)果。

表1估計(jì)了分別經(jīng)最小功率算法和解重?cái)U(kuò)算法處理之后每顆衛(wèi)星信號(hào)的載噪比?？梢钥闯?，與最小功率算法相比，解重?cái)U(kuò)算法對(duì)5顆衛(wèi)星信號(hào)的載噪比有3～4 dB的增益，更全面地說(shuō)明了解重?cái)U(kuò)算法對(duì)信號(hào)有高增益的優(yōu)點(diǎn)。

表1 載噪比對(duì)比Tab.1 Contrast of carrier-to-noise ratio

圖7為經(jīng)解重?cái)U(kuò)算法處理后的定位結(jié)果，而經(jīng)最小功率算法處理后的數(shù)據(jù)無(wú)法得出定位結(jié)果。圖7（b）為解算出的衛(wèi)星的位置，圖7（a）是解算出的接收機(jī)位置。從圖7中可看出用于定位的有效衛(wèi)星分別為2#、5#、10#、15#、29#，以精確位置為基準(zhǔn)計(jì)算出圖 7 中解算出的接收機(jī)位置的定位精度為3.46 m。

5 結(jié)語(yǔ)

本文提出了一種GPS數(shù)字多波束抗干擾實(shí)時(shí)接收機(jī)的硬件實(shí)現(xiàn)方案，對(duì)所提方案進(jìn)行了軟件仿真，并對(duì)仿真進(jìn)行了定點(diǎn)化。通過(guò)實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)驗(yàn)證表明，所提方案是有效的，該系統(tǒng)可有效抑制干擾，且對(duì)GPS信號(hào)有較大增益。

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[3] 莊學(xué)彬，崔曉偉.基于天線陣的GPS抗干擾模塊涉及與實(shí)現(xiàn)[C]//第一屆中國(guó)衛(wèi)星導(dǎo)航學(xué)術(shù)年會(huì)論文集（上）.北京：中國(guó)衛(wèi)星導(dǎo)航學(xué)術(shù)年會(huì)組委會(huì)，2010：208-215.

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GPS Anti-Jamming Real-Time Receiver Based on Despread Respread Algorithm

WU Ren-biao， LI Xiao， HU Tie-qiao， LU Dan
（Tianjin Key Lab for Advanced Signal Processing， CAUC， Tianjin 300300， China）

Based on the despread respread algorithm， a realization scheme of GPS anti-jamming real-time receiver system is proposed.This scheme makes full use of the characters of the despread respread algorithm and GPS receiver， so the structure of the system is close coupled.In addition， the resources are allocated reasonably according to the different features of FPGA and DSP.Experimental results prove that the system is a multibeam anti-jamming receiver，which can not only suppress the jamming signals but also get extra gains of the satellite signals.

GPS；anti-jamming receiver；despread respread algorithm； multi-beam

TN911.7

A

1674－5590（2011）02－0027－05

2010-10-18；

2011-01-18

國(guó)家863高技術(shù)計(jì)劃項(xiàng)目（2006AA12Z321）；中國(guó)民航大學(xué)科研基金項(xiàng)目（07QD03X）

吳仁彪（1966—），男，湖北武漢人，教授，博士，研究方向?yàn)樾盘?hào)處理.

（責(zé)任編輯：楊媛媛）