基于IR2136智能功率模塊電路的設計*

張衛(wèi)豐，王瑞春，王新中，謝 華

(深圳信息職業(yè)技術學院 電子通信技術系，廣東 深圳518029)

當前，功率電路的模塊化和系統(tǒng)集成技術已成為電力電子技術領域最重要的研究方向之一[1]。智能功率模塊IPM(Intelligent Power Module)即是系統(tǒng)集成模塊思想的體現(xiàn)之一[2]。IPM模塊是指專用于驅動和控制各種工業(yè)與民用、單相與三相電機的新型智能功率模塊，又稱為電機“逆變電源”。IPM將輸出功率元件和驅動電路、多種保護電路集成在同一模塊內(nèi)，提高了系統(tǒng)整體性能及可靠性、降低了通態(tài)和開關損耗、縮小了體積并減少了系統(tǒng)成本。與傳統(tǒng)的分立元件相比，IPM模塊具有結構緊湊、體積小、功能完整和易于大批量生產(chǎn)的特點。由于馬達是現(xiàn)代各種自動控制系統(tǒng)的動力源，可以應用于變頻空調(diào)、變頻洗衣機、變頻冰箱等家用電器和變頻器、工業(yè)電機等的變頻調(diào)速中。因此，IPM模塊的市場非常廣泛。

本文在此背景下設計了一種基于IR2136[3]的IPM電路，并用PSpice軟件對所設計電路進行了仿真驗證。

1 IPM電路的組成及主電路設計

IPM電路組成如圖1所示，主要由功率電路(整流電路和逆變電路)和驅動電路組成。

圖1 IPM電路組成圖

1.1 IPM驅動電路的設計

驅動電路主要由IR公司的三相逆變器驅動器集成芯片IR2136組成。IR2136集成了6個MOSFET或IGBT高電壓柵極驅動器，并融合了多元化的保護功能，使系統(tǒng)成本比采用光耦解決方案降低了30%，是專為2 kW或以下的(110 V～360 V)輸入逆變器設計的，適用于交流感應、無刷直流或開關磁阻電機驅動。

圖1 中的 D7、D8、D9 和 C1、C2、C3 是自舉元件[3-5]，其所組成的自舉電路用來可靠地驅動高壓側IGBT柵極器件。如圖1所示，Vbs(IR2136 Vb和Vs管腳之間的電壓差)給集成電路高端驅動電路提供電源。該電源電壓必須在10～20 V之間，以確保驅動集成電路能夠完全地驅動IGBT柵極器件。IR2136驅動集成電路具有Vbs欠壓保護，當 Vbs電壓下降到一定值(典型值是 8.2 V)時，將關閉高端驅動輸出，這保證了IGBT不會在高功耗下工作。Vbs電源是懸浮電源，附加在 Vs電壓上(Vs通常是一個高頻的方波)。這種自舉技術的好處是簡單、低廉。電路的工作原理如下：當Vs被拉到地時(通過下端器件或負載)，15 V的Vcc電源通過自舉二極管(D)給自舉電容(C)充電，也即給Vbs提供一個電源。

(1)自舉電容參數(shù)的確定

自舉電容應該提供的最小電荷如下：

式中，Qg為高端器件柵極電荷，f為 IGBT開關工作頻率，Icbs(leak)為自舉電容漏電流，Iqbs(max)為高端驅動 IC的靜態(tài)電流，Qls為每個周期內(nèi)電平轉換電路中的電荷要求。

自舉電容必須能夠提供最小電荷，并且保持其電壓穩(wěn)定。否則Vbs將會有很大的電壓紋波，并且可能會低于欠壓值Vbsuv，使高端無輸出并停止工作。在設計時，Cbs電容的電荷應是最小值的二倍，最小電容值的計算如下：

式中，Vf為自舉二極管正向壓降，Vf為直流電源電壓；Vls為低端器件導通壓降。

(2)自舉二極管的設計

當高端開關管導通時，自舉二極管D將要承受整個母線電壓并且必須能夠阻止高壓。因此，對于單相整流而得到的300～400 V系統(tǒng)來說，D的額定值要達到600 V，并且應為快恢復二極管，以減小從自舉電容向電源Vcc的回饋電荷。如果電容需要長期儲存電荷時，高溫反向漏電流指標也很重要。二極管的額定電流值計算如下：

式中，Qbs由式(1)確定，f=15 kHz。

1.2 IPM的功率主電路設計

IPM功率電路[8]由二極管整流電路和IGBT三相逆變電路組成。整流二極管電壓額定值URRM、電流額定值IVDM及 IGBT額定電壓UCEP、額定電流IC分別計算如下：

式中，UAC為 220 V輸入交流電壓，KV為電壓波動系數(shù)，αV為安全系數(shù)，ΔUCE為線路雜散電感引起的尖峰電壓，αP為過電壓保護系數(shù)，αU為過電壓安全系數(shù)，IO為逆變器輸出電流，P為逆變器最大輸出功率。

按照上述設計原理，設計了1 500 W的IPM電路。交流輸入電壓為220 V，整流電路為單相橋式。電路的主要元器件參數(shù)如下：自舉電容為1 μF/25 V鉭電容，自舉二極管為快恢復MUR160，逆變橋IGBT開關管為IRG4IBC30KD，整流二極管為800 V/5 A的整流二極管。

2 仿真實驗

應用PSpice軟件對所設計電路進行了仿真：瞬態(tài)分析、步長5μs、終止時間為80μs、 觸發(fā)脈沖寬度20μs、脈沖周期40μs。圖2是其仿真結果波形。

通過對仿真模型中IR2136觸發(fā)脈沖進行參數(shù)調(diào)整，得到的仿真結果如圖2(a)、(b)、(c)所示。當輸入觸發(fā)脈沖幅值為3 V和5 V、輸入脈沖為低電平時，輸出端才有驅動信號輸出，且輸出的上開關管驅動波形幅值約為14.7 V。如果觸發(fā)脈沖太低，因輸出驅動波形性為高電壓(約14.7 V)，對開關管起不到控制作用。

圖2(d)是單脈沖調(diào)制時，逆變橋電路的一個橋臂上下開關管驅動波形及橋臂輸出波形。從圖中可以看出，上下橋臂的驅動是交互進行的，單脈沖調(diào)制時，一個橋臂的輸出電壓幅值就是整流器的輸出直流電壓(對本設計來說，是單相全橋整流電路，直流電壓值為310 V左右)，而柵極驅動電壓是最高電壓，要比橋臂輸出電壓高15 V左右。

當改變直流電壓源模型參數(shù)值時，仿真結果如圖2(e)、(f)所示。由圖可知，當欠壓鎖定的門限值為 9.3 V，將圖2(f)與圖2(a)比較，可以看出，雖然 9.3 V的直流電源能讓驅動芯片工作，但輸出驅動波形幅值已降至10 V以下，已不能可靠地驅動IGBT開關管。

圖2(g)為使能端工作及過流時的輸出驅動波形仿真結果。當過流時，即過流檢測端ITRIP的電壓高于0.5 V時，經(jīng)過內(nèi)部傳輸電路的延時，可靠地關斷輸出波形，保護 IGBT免遭損壞，經(jīng)過外部 RC網(wǎng)絡 10 μs的傳輸延遲(本電路設計的延時為 10 μs，應用中可根據(jù)實際情況通過改變R10、C5的值來改變延時時間)，過流故障自動清除。同時從圖2(g)中可以看出，使能端低電平時，輸出驅動波形被封鎖。

而當觸發(fā)脈沖序列發(fā)生錯誤導致橋臂直通時，IR2136芯片內(nèi)部防直通電路起作用，使上下開關管的柵極驅動信號全為低電平。圖2(h)為直通時的輸出驅動波形，由圖可知，在 30～40 μs和 70～80 μs 時間段，同一橋臂的上下觸發(fā)脈沖同時低電平有效，輸出驅動信號全為低電平，防止了直通的發(fā)生。

圖2 仿真波形

本文將系統(tǒng)集成思想應用于IGBT逆變電路，設計了一種基于IR2136為驅動電路的IPM電路。該電路集成了輸入欠壓、防直通、過流等保護功能。另外，應用自舉技術，實現(xiàn)了全橋驅動電路的單電源供電，不但結構簡單，還體現(xiàn)了系統(tǒng)集成思想。同時用PSpice軟件對設計電路進行了仿真，其結果與理論吻合，驗證了本文設計的正確性。

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