寬帶直流放大器的設計

劉三軍，樊江川，宴佳治，廖紅華

(湖北民族學院 信息工程學院，湖北 恩施 445000)

隨著微電子技術的發(fā)展，人們迫切地要求能夠遠距離、迅速而準確地傳送多媒體信息.于是，無線通信技術得到了迅猛的發(fā)展，技術也越來越成熟.而寬帶放大器是上述通信系統和其它電子系統必不可少的一部分，隨之，人們對它的設計要求也越來越高.寬帶放大器廣泛應用于A/D轉換器、D/A 轉換器、有源濾波器、波形發(fā)生器、視頻放大器等電路；例如在通訊、廣播、雷達、電視、自動控制等各種裝置中，寬帶放大器都有十分廣泛的應用和良好的市場前景[1].

放大器是能把輸入信號的電壓或功率放大的裝置，由電子管或晶體管、電源變壓器和其他電器元件組成.寬帶放大器可以作為高頻功率放大器使用，高頻功率放大器是一種能量轉換器件，它將電源供給的直流能量轉換成為高頻交流輸出；因而可以用寬帶放大器作為發(fā)射機的末級，作用是將高頻已調波信號進行功率放大，以滿足發(fā)送功率的要求，然后經過天線將其輻射到空間，保證在一定區(qū)域內的接收機可以接收到滿意的信號電平.按其工作頻帶的寬窄劃分為窄帶高頻功率放大器和寬帶高頻功率放大器兩種，窄帶高頻功率放大器通常以具有選頻濾波作用的選頻電路作為輸出回路，故又稱為調諧功率放大器或諧振功率放大器；寬帶高頻功率放大器的輸出電路則是傳輸線變壓器或其他寬帶匹配電路，因此又稱為非調諧功率放大器[2].

在“低頻電子線路”課程中已知，放大器可以按照電流導通角的不同，將其分為甲、乙、丙三類工作狀態(tài).甲類放大器電流的流通角為360°，適用于小信號低功率放大.乙類放大器電流的流通角約等于 180°；丙類放大器電流的流通角則小于180°.乙類和丙類都適用于大功率工作，丙類工作狀態(tài)的輸出功率和效率是三種工作狀態(tài)中最高者.高頻功率放大器大多工作于丙類[3].但丙類放大器的電流波形失真太大，因而不能用于低頻功率放大，只能用于采用調諧回路作為負載的諧振功率放大.由于調諧回路具有濾波能力，回路電流與電壓仍然接近于正弦波形，失真很小.

本系統以微功耗單片機MSP430FG439[4]為控制核心，采用丙類放大電路設計出直流放大器，電壓增益變化范圍為0～60 dB，步距為6，最大輸出電壓正弦波有效值Vo≥10 V,輸出信號波形無明顯失真，3 dB通頻帶0～10 MHz，電源采用自制直流穩(wěn)壓電源，其輸出電壓穩(wěn)定，紋波小.

圖1 采用分立元件的原理圖Fig.1 Schematic based onseparate components

圖2 電路框架圖Fig.2 Schematic of circuit

1 系統方案比較與設計

1.1 主放大器及輸入輸出電路

1)采用純分立元件，前級采用差分放大，中間級采用共基-共射高頻放大電路，后級采用射集跟隨器輸出，其電路圖1所示.

差分放大電路有很好的共模抑制比，并且抑制零點漂移能力也很強，因此用其作輸入級.

共射極放大電路對電壓和電流都有放大作用，共集電極放大電路常用作電壓跟隨器，共基極放大電路只有電壓放大作用，沒有電流放大，輸入電阻小，高頻特性較好，用于高頻或寬頻帶低輸入阻抗的場合.因此結合兩者的優(yōu)點，采用共基-共射高頻放大.

共射極只有電流放大作用，沒有電壓放大，有電壓跟隨作用，輸入電阻最高，輸出電阻最小，頻率特性好，用于輸出級.

2)采用集成運放實現寬帶直流增益放大.集成運放輸入阻抗很大輸出阻抗可以很小，一般小于200 Ω.采用閉環(huán)放大，其增益因負反饋而使電壓輸出穩(wěn)定，零點漂移小.原理如圖2所示.

綜上所述，采用分立元件高頻三極管或射頻管放大時，其優(yōu)點是性價比高，放大倍數大，缺點是直流零點漂移不易控制，且其受溫度影響很大，且電路復雜，不易調試，對制PCB板要求很高，短時間內難以完成.而采用集成運放放大時，其抑制零點漂移能力強，放大器穩(wěn)定，通頻帶內增益穩(wěn)定，通過選擇適當型號的運放可以達到題目要求，即3 dB通頻帶0～10 MHz，在0～9 MHz通頻帶內增益起伏≤1 dB.采用集成運放電路缺點是成本比分立元件要高，功耗相對較大，但是電路簡單容易實現，易于調試.綜合考慮，選用多級集成運放來實現.

1.2 增益控制電路

1)采用場效應管或三極管控制增益.主要利用場效應管的可變電阻區(qū)(或三極管等效為壓控電阻)實現增益控制，電路簡單，調試復雜.

2)采用高速乘法器型D/A實現.利用D/A轉換器的VRef作信號的輸入端，D/A的輸出端做輸出.用D/A轉換器的數字量輸入端控制傳輸衰減實現增益控制.此方案簡單易行，但經實驗知：當信號頻率較高時，系統容易發(fā)生自激，因此不選此方案.

3)利用能夠壓控增益的放大器實現.其特點是可以用單片機方便地預置增益.

由于主放大器可以找到壓控增益的器件，本系統采用方案3.

1.3 穩(wěn)壓電源

1)由整流電路和穩(wěn)壓電路兩部分組成，穩(wěn)壓電路接在整流電路和負載之間，采用了三端可調穩(wěn)壓集成電路LM337作為±15 V,7912作為±12 V穩(wěn)壓，LM7905作為±5 V穩(wěn)壓.該穩(wěn)壓電源的電路非常簡單，輸出電壓紋波很小.

2)開關穩(wěn)壓電源.此方案效率高，但電路復雜, 開關電源的工作頻率通常為幾十至幾百KHz，基波與很多諧波均在本放大器通頻帶內，極容易帶來串擾.

電源模塊選擇方案一中的串聯型穩(wěn)壓電源.

圖3 抑制直流零點漂移的電路Fig.3 Circuit to Restrain dc zero-point drift

2 理論分析與計算

2.1 帶寬增益積

AV1=20×40=800倍≈58 dB

第三級采用AD811[6]用來實現放大器的帶寬可預置功能，據其數據手冊可知，其在供電±15 V時增益帶寬積GBP=66 MHz.

由于第三級承擔系統帶寬可預置的功能，預置點為5 MHz、10 MHz，由AD811的增益帶寬積GBP=66 MHz，系統的最大放大倍數為60 dB(1024倍)可知，其分別對應的放大倍數如下：

前兩級最大放大倍數為：

2.2 抑制直流零點漂移

放大器直流弱信號放大導致零點漂移，發(fā)生在前級放大器.因此用電位器W1(如圖3)調節(jié)放大器的零點.在系統已經調試完畢后，用固定電阻代替W2.

2.3 放大器穩(wěn)定性

本系統工作穩(wěn)定度很大程度上受多級運放在深度負反饋時的自激振蕩的影響，輸出波形很容易失真.

改進方法：破壞自激振蕩條件[3]:

其中幅值裕度Gm≤-10 dB，相位裕度φm≥ 45°保證可靠穩(wěn)定，留有余地，以保證不會自激振蕩.消除自激振蕩的措施如下：

由于深度負反饋易造成自激振蕩，因此在運放的輸入端與輸出端接上小于10 pF的電容，進行頻率補償，從而達到相位破壞自激振蕩的條件.

2.4 直流穩(wěn)壓電源的效率計算

1)對于LM317和LM337來說，使用的輸出電壓分別是±14 V，輸入電壓分別是±23 V,輸出最大電流是1.5 A，其效率分別為：

2)對于L7812和L7912而言，輸入電壓分別為±23 V，輸出為±12 V，最大輸出電流量為1.5 A，其效率分別為:

3)對于KA7805和KA7905而言，輸入電壓分別為±12 V，輸出電壓為±5 V.最大輸出電流時1 A，其輸出效率均為21.74%.

3 系統電路結果分析

3.1 測試結果

表1 調節(jié)系統電路第三級的測量結果Tab.1 Result of Vpp when adjusting the third amplifier

表2 調節(jié)系統電路前兩級的測量結果Tab.2 Result of Vpp when adjusting the front two ampliflers

2)當增益為最大時，最小輸入電壓可達到15 mV;

3)3 dB時增益通頻帶為0～600 KHz(增益為40 dB時測得)，通頻帶內增益起伏≤1 dB；

4)放大器的輸出負載為50 Ω；

5)直流穩(wěn)壓源的效率為45%、31%、7%；

6)當輸入電壓為100 mV時，單獨調節(jié)第三級，使Vpp最大時的測量結果如表1所示；當輸入電壓為100 mV時，調節(jié)前面兩級，使輸出端得到最大增益，測量結果如表2所示.

3.2 結果分析與誤差分析

1)根據測試結果，與理論計算比較分析如下所示[7]：①3 dB的通帶頻據數據手冊計算為66 MHz×200 MHz=13 200 MHz;②最大電壓增益在多級開環(huán)增益AV為約為無限大;③直流穩(wěn)壓電壓效率.

2)測試誤差分析：

可能有以下原因:①電路中及外界電信號的干擾，包括函數發(fā)生器和示波器的電纜線，造成較大雜波信號，并且被運放放大； ②要得到穩(wěn)定的輸出電壓，需要負反饋，但很容易造成深度負反饋，從而產生自激振蕩，對信號的輸出有很大的影響；③PCB板布線有缺陷，高頻干擾很嚴重；④運放芯片都是插上去的，而不是直接焊上，造成干擾;⑤數字電位器在高頻信號時，其阻值有較大的變化，不利于電壓增益AV可預置[8].

4 結論

4.1 本設計未能達到的指標及其原因

1)3 dB時增益通頻帶為0～10 MHz，通頻帶0～5 MHz內增益起伏≤0.1 dB.

原因分析：沒有發(fā)揮運放的通頻帶的潛能，沒能在高增益時較好的消除自激振蕩；

2)在AV=60dB時，輸出端噪聲電壓的峰-峰值VONPP≤0.3 V,沒有達到要求；

原因分析：電路中分布電容和雜散電容對電路的穩(wěn)定性有很大影響.

4.2 需要改進的地方

這次作品有很多需要改進的地方.

1)輸入輸出沒有采用濾波電路，可在每一級之間加上低通濾波電路，降低噪聲干擾.

2)電路板設計方式有待改善，如覆銅、前后兩級之間加上屏蔽盒，以減小高頻干擾.高頻寬帶增益控制模塊具有增益調節(jié)范圍大、工作頻率范圍寬、控制靈活及成本低廉等優(yōu)點.但是，對照芯片AD811和OP639的技術指標,我們發(fā)現仍有潛力可挖掘.

3)自激振蕩還沒有完全消除.

4.3 本設計的創(chuàng)新點

1)當電路確定時，根據第三級的增益帶寬積為常數，來實現放大器帶寬可預置5 MHz、10 MHz；

2)用數字電位器來實現電壓增益AV可預置；

3)采用低功耗單片機MSP430單片機，可降低整體功耗.

[1] 李景峰，陸生禮.電視調諧器中電阻負反饋結構的寬帶低噪音放大器設計[J].電子器件，2009，32(4)：771-773.

[2] 莊海軍.基于軟件仿真的高頻功率放大器設計[J].電子工程師，2008，34(11)：33-34.

[3] 康華光.電子技術基礎(模擬部分)[M].北京： 高等教育出版社，2005：382-395.

[4] 洗建華，楊艷琴.MSP430系列16位超低功耗單片機原理與實踐[M].北京：北京航空航天大學出版社，2008：123-133.

[5] 黃爭.德州儀器商性能模擬器件在大學生創(chuàng)新設計中的應用與快速選型指南[S].上海德州儀器有限公司大學計劃部，2009：7-11.

[6] 康華光.電子技術基礎(數字部分)[M].北京： 高等教育出版社，2005：435-440.

[7] 謝自美.電子線路設計·實驗·測試[M].3版.武漢： 華中科技大學出版社，2006：186-194.

[8] 王正林，王勝開，陳國順，等.MATLAB/Simulink與控制系統仿真[M].2版.北京： 電子工業(yè)出版社，2008：109-117.