DSP內(nèi)部ADC模塊在直流無刷電機(jī)控制系統(tǒng)中的運(yùn)用＊

(海軍駐上海滬東中華造船(集團(tuán))有限公司軍事代表室 上海 200129)

1 引言

在直流無刷電機(jī)控制系統(tǒng)中,需要輸入DSP進(jìn)行處理的模擬信號(hào)主要有兩類：單極性模擬信號(hào)和雙極性模擬信號(hào)。單極性模擬信號(hào)主要有經(jīng)過傳感器轉(zhuǎn)換后的母線電壓信號(hào)和母線電流信號(hào),其幅值均大于0;雙極性模擬信號(hào)主要是經(jīng)傳感器轉(zhuǎn)換后的電機(jī)相電流信號(hào),其幅值根據(jù)導(dǎo)通關(guān)系進(jìn)行正負(fù)交替變化。而用于直流無刷電機(jī)控制的TMS320C2000系列DSP的內(nèi)部集成ADC模塊,其引腳能接受的模擬信號(hào)幅度范圍為0～3V[1～2]。因此,將模擬信號(hào)送入ADC以前,必須經(jīng)過外部運(yùn)放電路進(jìn)行處理(包括增益、濾波和偏置等)以適應(yīng)ADC引腳對(duì)輸入模擬信號(hào)的要求。

2 單極性模擬信號(hào)

2.1 外圍處理電路

對(duì)于單極性模擬信號(hào),其幅值大于0,相對(duì)ADC引腳對(duì)輸入信號(hào)的需求,只需進(jìn)行降幅處理,因此其外圍處理電路相對(duì)簡單,只需做濾波和增益處理即可。濾波的主要目的是對(duì)系統(tǒng)不關(guān)心的頻率成份進(jìn)行濾除,只保留系統(tǒng)關(guān)心的頻率成份,從而提高信號(hào)處理結(jié)果的準(zhǔn)確性。如圖1所示為直流母線電壓采樣外圍處理電路原理圖。根據(jù)輸入信號(hào)Sin_in幅值的大小,同時(shí)考慮信號(hào)可能出現(xiàn)的最大值,通過改變電阻R6和R7的阻值,對(duì)輸入信號(hào)幅值進(jìn)行放大或縮小,使輸入信號(hào)在Sin點(diǎn)測(cè)量的幅值最大值接近3V,但不能超過3V;根據(jù)實(shí)際運(yùn)用情況,改變電阻R2、R3、R4的阻值和電容C1、C2的容值,來改變低通濾波器的截至頻率。圖中電壓放大倍數(shù)為1,低通濾波器截至頻率為500Hz。

圖1 帶低通濾波器的直流母線電壓信號(hào)處理電路原理圖

2.2 軟件算法

廣泛運(yùn)用于電機(jī)控制領(lǐng)域的TMS320C2000系列屬定點(diǎn)運(yùn)算DSP[3],具體芯片型號(hào)的不同決定了其ADC的位數(shù),而位數(shù)決定了最終的轉(zhuǎn)換精度,如TMS320LF2407內(nèi)部集成的ADC是10位的[4],TMS320F2812內(nèi)部集成的ADC則是12位的[5～7]。以TMS320F2812的12位ADC為例,DSP完成轉(zhuǎn)換后將結(jié)果存放在ADC結(jié)果緩沖寄存器ADCRESULT x(16位)中的高12位,其最大值為0xFFF0,對(duì)應(yīng)Q0格式最大有效值為0x0FFF,若將AD轉(zhuǎn)換的結(jié)果用Q15格式進(jìn)行表示,Q15格式的最大值為0x7FFF,可以發(fā)現(xiàn),在相同輸入信號(hào)的條件下,采用不同的Q格式進(jìn)行數(shù)的定標(biāo),可以大幅提高數(shù)的表達(dá)精度,從而縮小轉(zhuǎn)換誤差。

直流母線電壓采樣的AD轉(zhuǎn)換,其信號(hào)處理過程及算法實(shí)現(xiàn)步驟如圖2所示。將單極性的母線電壓模擬信號(hào)經(jīng)過圖1所示的外圍電路進(jìn)行處理,將處理后的模擬信號(hào)送給DSP的ADC引腳,從ADC結(jié)果緩沖寄存器取出轉(zhuǎn)換結(jié)果,將其右移一位,便將Q0格式的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為Q15格式的數(shù)據(jù),此時(shí)由于數(shù)據(jù)格式轉(zhuǎn)換導(dǎo)致的誤差僅為0.02%,完全可以忽略。其具體算法為：

采取這樣的處理有效地簡化了格式轉(zhuǎn)換的復(fù)雜度,有效避免了在格式轉(zhuǎn)換過程中因定點(diǎn)運(yùn)算帶來的轉(zhuǎn)換誤差,用數(shù)0x7FFF進(jìn)行“與”操作的目的在于消除移位操作可能帶來的符號(hào)位的影響,提高算法的完備性。

圖2 單極性模擬信號(hào)AD轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)處理示意圖

3 雙極性模擬信號(hào)

3.1 外圍處理電路

對(duì)于雙極性模擬信號(hào),其幅值根據(jù)導(dǎo)通關(guān)系進(jìn)行正負(fù)交替變化,為適應(yīng)DSP對(duì)模擬信號(hào)輸入的要求,必須采取相應(yīng)的措施對(duì)其進(jìn)行處理。在只需要檢測(cè)相電流的幅值的運(yùn)用場(chǎng)合下,可以采取全波整流的方式,此時(shí)將負(fù)半周的信號(hào)轉(zhuǎn)換為正信號(hào),經(jīng)全波整流處理后的信號(hào)周期是以前的一半,而幅值不變,此時(shí)分辨不出電流信號(hào)的正負(fù)。在同步電機(jī)控制系統(tǒng)中,不但需要適時(shí)采樣出電流的大小,還要對(duì)它所處的正負(fù)半周進(jìn)行判斷,此場(chǎng)合就不能采用整流的方式處理模擬信號(hào),除了需要單極性模擬信號(hào)的濾波和增益處理外,還需對(duì)幅值進(jìn)行偏置處理。偏置的目的在于為DSP的ADC輸入提供幅值大于0的信號(hào)。如圖3所示為直流無刷電機(jī)單相相電流采樣外圍處理電路原理圖。根據(jù)輸入信號(hào)Sin_in幅值的大小,同時(shí)考慮信號(hào)可能出現(xiàn)的最大值,通過改變電阻R6和R7的阻值,對(duì)輸入信號(hào)幅值進(jìn)行放大或縮小,使輸入信號(hào)在Sin點(diǎn)測(cè)量的幅值在-1.5V～+1.5V之間,其絕對(duì)值不能超過1.5V;根據(jù)實(shí)際運(yùn)用情況,改變電阻R2、R3、R4的阻值和電容C1、C2的容值,來改變低通濾波器的截至頻率。圖中電壓放大倍數(shù)為1,低通濾波器截至頻率為10kHz。

圖3 帶低通濾波器的直流無刷電機(jī)單相相電流信號(hào)處理電路原理圖

3.2 軟件算法

仍以TMS320F2812為例,直流無刷電機(jī)單相相電流采樣的AD轉(zhuǎn)換,及其數(shù)據(jù)處理過程如圖4所示。將雙極性的電機(jī)相電流模擬信號(hào)經(jīng)過圖3所示的外圍電路進(jìn)行處理,將處理后的模擬信號(hào)送給DSP的ADC引腳,從ADC結(jié)果緩沖寄存器取出轉(zhuǎn)換結(jié)果,將其與0x8000進(jìn)行異或操作,便可將Q0格式的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為Q15格式的數(shù)據(jù),同時(shí)將信號(hào)進(jìn)行了還原處理,此時(shí)由于數(shù)據(jù)格式轉(zhuǎn)換導(dǎo)致的誤差僅為0.04%,仍然可以忽略。具體的實(shí)現(xiàn)算法有兩種,一種是三相的電流信號(hào)均采用直接采樣得到,其優(yōu)點(diǎn)是占用DSP的計(jì)算時(shí)間少,但硬件資源消耗大;另一種是兩相的電流信號(hào)直接采樣得到,另一相通過計(jì)算得到,優(yōu)點(diǎn)是硬件資源消耗小,缺點(diǎn)是占用DSP指令周期多。其具體算法為：

算法一(直接采樣)：

算法二(間接計(jì)算)：

兩種算法均有效地簡化了格式轉(zhuǎn)換的復(fù)雜度,有效避免了在格式轉(zhuǎn)換過程中因定點(diǎn)運(yùn)算帶來的轉(zhuǎn)換誤差,在完成數(shù)據(jù)格式轉(zhuǎn)換的同時(shí)完成了信號(hào)的還原處理,拓寬了DSP處理模擬信號(hào)的范圍。

圖4 雙極性模擬信號(hào)AD轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)處理示意圖

4 結(jié)語

為驗(yàn)證外圍電路的實(shí)用性及軟件算法的可行性,同時(shí)為提高模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換結(jié)果的精度,筆者在研制直流無刷電機(jī)控制器時(shí),分別采用上述對(duì)單極性和雙極性模擬信號(hào)進(jìn)行外圍處理的電路對(duì)母線電壓、電流和電機(jī)相電流進(jìn)行處理,采用TMS320F2812為主控芯片,對(duì)軟件算法進(jìn)行了驗(yàn)證。相比傳統(tǒng)用Q0格式進(jìn)行數(shù)據(jù)運(yùn)算,以上算法得到的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換結(jié)果誤差大大降低,同時(shí)有效還原了雙極性模擬信號(hào)的相位關(guān)系,為同步電機(jī)相電流采樣奠定了基礎(chǔ)。給出的兩種外圍處理電路可廣泛運(yùn)用于各種電機(jī)控制系統(tǒng)中完成信號(hào)的預(yù)處理,而算法則可大大降低處理程序的復(fù)雜性。

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