三相脈寬調(diào)制功率變換器中電流滯環(huán)控制方法的研究

王 崢

(華東電網(wǎng)有限公司，上海 200002)

0 引言

圖1 三相電流滯環(huán)控制原理框圖

1 基于矢量調(diào)制的滯環(huán)控制方法

在傳統(tǒng)三相滯環(huán)控制中，每一相采用單獨(dú)的滯環(huán)控制器，對各相電流的控制僅通過改變該相開關(guān)器件狀態(tài)實(shí)現(xiàn)。事實(shí)上，相電流除了受該相開關(guān)狀態(tài)決定外，還受其他二相的開關(guān)狀態(tài)影響。因此，傳統(tǒng)方法并不能達(dá)到理想的控制效果。為解決這一問題，文獻(xiàn)[12，13-17]將矢量調(diào)制的概念引入到滯環(huán)控制中，通過對三相開關(guān)狀態(tài)的整體選擇，將電流誤差矢量控制在期望的誤差限之內(nèi)。

Kazmierkowski等[13]提出了一種靜止 α-β 坐標(biāo)系下的基于空間矢量的電流滯環(huán)控制方法。檢測到的電流經(jīng)坐標(biāo)變換后與參考值相比，結(jié)果送至三電平滯環(huán)比較器，輸出dα、dβ，產(chǎn)生9種組合狀態(tài)。當(dāng)dα、dβ均為+1或－1時(shí)，可通過固化在EPROM中的開關(guān)狀態(tài)選擇表唯一確定一種輸出開關(guān)狀態(tài);當(dāng)dα、dβ、均為0時(shí)，輸出零電壓矢量;當(dāng)dα、dβ有一個(gè)為0時(shí)，輸出開關(guān)狀態(tài)由非零相決定，這時(shí)可能有多個(gè)開關(guān)狀態(tài)滿足要求。當(dāng)多個(gè)開關(guān)狀態(tài)滿足要求時(shí)，在滿足要求的開關(guān)狀態(tài)中任意選取一個(gè)，這使得開關(guān)狀態(tài)變化存在不規(guī)律現(xiàn)象。另外，α-β坐標(biāo)系下的參考電流是交流信號，其變化率不為0，這也使得開關(guān)狀態(tài)變化不規(guī)律。最后，從對電流誤差影響的角度看，兩個(gè)零狀態(tài)矢量完全等效，這使該方法存在進(jìn)一步降低開關(guān)頻率的可能性。

為使開關(guān)狀態(tài)變化更加規(guī)律，文獻(xiàn)[12-13]進(jìn)一步提出了d-q坐標(biāo)系下滯環(huán)控制方法。與α-β坐標(biāo)系下的控制相比，參考電流是直流量，其變化率為0，這使得開關(guān)狀態(tài)變化更加規(guī)律;其次通過引入同步d軸位置檢測，避免了同時(shí)存在多個(gè)開關(guān)狀態(tài)滿足要求的情況，使得開關(guān)狀態(tài)的選擇更加準(zhǔn)確;另外，同步坐標(biāo)系下的兩個(gè)電流分量在交流電機(jī)中具有特殊含義，通過合理選擇d-q軸的滯環(huán)寬度，可以在不增加開關(guān)頻率的情況下減小電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動。該方法并未對兩個(gè)零矢量狀態(tài)的選擇進(jìn)行分析。

文獻(xiàn)[15]提出了另一種靜止α-β坐標(biāo)系下的基于空間矢量的滯環(huán)控制方法，并首次將電流誤差變化率矢量的概念引入滯環(huán)控制。開關(guān)狀態(tài)的選擇由電流誤差矢量和其變化率矢量共同決定。該方法最大的優(yōu)點(diǎn)在于當(dāng)電流誤差矢量和其變化率矢量的方向相反時(shí)，可以不進(jìn)行開關(guān)狀態(tài)的轉(zhuǎn)換，從而極大地降低了開關(guān)頻率。

文獻(xiàn)[16-17]提出了一種靜止A-B-C坐標(biāo)系下的基于空間矢量的電流滯環(huán)控制方法。該方法的基本原理與d-q坐標(biāo)系下滯環(huán)控制方法相同，也是引入了電壓矢量的位置檢測模塊，只是所有的檢測都是在A-B-C坐標(biāo)系下完成的。

文獻(xiàn)[18]通過開關(guān)狀態(tài)反饋成功地解決了兩個(gè)零矢量的選擇問題，進(jìn)一步降低了開關(guān)頻率。

2 自適應(yīng)環(huán)寬滯環(huán)控制方法

基于矢量調(diào)制的滯環(huán)控制方法雖然在不同程度上降低了開關(guān)頻率，但開關(guān)頻率仍是變化的，電流頻譜中仍包含低頻分量，為解決這一問題，文獻(xiàn)[7-11]提出了多種自適應(yīng)環(huán)寬滯環(huán)控制方法。這些方法都是通過改變滯環(huán)寬度，實(shí)現(xiàn)開關(guān)頻率恒定這一目標(biāo)。

文獻(xiàn)[7]提出一種利用開關(guān)頻率反饋使開關(guān)頻率恒定的滯環(huán)控制方法，首先將給定的開關(guān)頻率參考值和檢測到的實(shí)際開關(guān)頻率相比較，其偏差通過積分電路后，與給定的滯環(huán)寬度基值相加，作為實(shí)際的滯環(huán)寬度。積分控制的應(yīng)用，從理論上保證了實(shí)際開關(guān)頻率與參考頻率相等。另外，該方法還利用了文獻(xiàn)[16-17]中的思想，通過電壓矢量位置檢測使開關(guān)狀態(tài)變化更加合理。該方法的主要問題在于開關(guān)頻率的實(shí)時(shí)檢測較困難。

體制與機(jī)制創(chuàng)新是產(chǎn)業(yè)創(chuàng)新的根本保障。黨的十一屆三中全會以來，我國新聞出版業(yè)就始終致力于推行體制機(jī)制的變革和創(chuàng)新。

文獻(xiàn)[9]提出一種利用鎖相環(huán)(PLL)檢測開關(guān)頻率的方法，并且首次將電流誤差進(jìn)行了分解，分解為僅受該相開關(guān)狀態(tài)決定的分量和受其他二相開關(guān)狀態(tài)影響的分量。這一分解使得電流誤差可以僅受該相開關(guān)狀態(tài)決定，且PLL實(shí)現(xiàn)也變得簡單，從而提高了控制的精度。

文獻(xiàn)[8]從理論分析入手，推導(dǎo)了開關(guān)頻率、滯環(huán)寬度及系統(tǒng)參數(shù)之間的關(guān)系，并以開關(guān)頻率恒定為目標(biāo)，推導(dǎo)了滯環(huán)寬度隨系統(tǒng)參數(shù)變化的函數(shù)關(guān)系。將該函數(shù)存入單片機(jī)中，每次采樣后，通過計(jì)算實(shí)時(shí)調(diào)整滯環(huán)寬度即可保證開關(guān)頻率恒定。該方法的問題在于推導(dǎo)函數(shù)關(guān)系時(shí)，假定負(fù)載中點(diǎn)與直流側(cè)中點(diǎn)有導(dǎo)線相連，這在很多場合是不滿足的。

文獻(xiàn)[11]對文獻(xiàn)[8]中的方法做了進(jìn)一步的研究，對負(fù)載中點(diǎn)和直流電源中點(diǎn)不相連情況下的開關(guān)頻率、滯環(huán)寬度及系統(tǒng)參數(shù)之間的關(guān)系進(jìn)行了推導(dǎo)，這就使得自適應(yīng)電流滯環(huán)控制更加精確，開關(guān)頻率更趨恒定。

文獻(xiàn)[10]同樣對文獻(xiàn)[8]中的方法進(jìn)行了改進(jìn)，但與文獻(xiàn)[11]中的思路不同，是將文獻(xiàn)[9]中的基本思想導(dǎo)入其中，將電流偏差分成兩部分，用僅受該相開關(guān)狀態(tài)確定的分量計(jì)算滯環(huán)寬度。

3 正弦環(huán)寬滯環(huán)控制方法

文獻(xiàn)[14]提出了一種正弦寬度滯環(huán)控制方法。該方法與傳統(tǒng)的三相獨(dú)立恒滯環(huán)寬度滯環(huán)控制的唯一區(qū)別在于滯環(huán)寬度是按正弦規(guī)律變化的，其出發(fā)點(diǎn)是改善輸出電流的頻譜特性。在該方法控制下，輸出電流頻譜特性有了很大改善，但開關(guān)頻率卻增加了。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，開關(guān)器件所能承受的開關(guān)頻率將越來越高，當(dāng)開關(guān)頻率不再成為困擾設(shè)計(jì)者的問題時(shí)，該方法將充分展現(xiàn)其優(yōu)勢。

4 仿真比較

為對上述方法進(jìn)行系統(tǒng)比較，本文利用MATLAB對各種控制方法進(jìn)行了仿真。仿真中，三相逆變器的主要參數(shù)為:直流電壓100 V，負(fù)載電阻1 Ω，負(fù)載電感10 mH，反電勢20 V，參考電流峰值4 A，滯環(huán)寬度0.2 A，功率因數(shù)角π/6。

圖2～5分別為恒定環(huán)寬、基于矢量調(diào)制、自適應(yīng)環(huán)寬和正弦環(huán)寬的仿真結(jié)果。

從圖2～5可以得出如下結(jié)論。

(1)除自適應(yīng)環(huán)寬滯環(huán)控制外，其他三種控制方法的電流頻譜均為連續(xù)分布，其中含有大量低頻諧波分量。這是因?yàn)殚_關(guān)頻率不恒定，從仿真結(jié)果可以看到，在這三種控制方法中，瞬時(shí)開關(guān)頻率從幾百Hz到3 kHz間變化。

圖2 恒定環(huán)寬滯環(huán)控制仿真結(jié)果

圖3 基于矢量調(diào)制的滯環(huán)控制仿真結(jié)果

(2)自適應(yīng)滯環(huán)控制的電流諧波主要集中在3.1 kHz附近，這主要是因?yàn)橥ㄟ^改變環(huán)寬，使得開關(guān)頻率基本穩(wěn)定在設(shè)定值3 125 Hz。

(3)正弦環(huán)寬滯環(huán)控制中，在某些時(shí)刻開關(guān)頻率非常高，這是因?yàn)闇h(huán)寬度是按照正弦規(guī)律變化的，當(dāng)滯環(huán)寬度瞬時(shí)值為0時(shí)，從理論上講，開關(guān)頻率應(yīng)該無窮大。因此，如果采用這種方法，一定要有輔助的開關(guān)頻率限制措施。

圖4 自適應(yīng)環(huán)寬滯環(huán)控制仿真結(jié)果

圖5 正弦環(huán)寬滯環(huán)控制仿真結(jié)果

為進(jìn)一步比較各種方法的性能，圖6給出了平均開關(guān)頻率、電流THD，以及平均開關(guān)頻率和電流THD乘積的仿真結(jié)果。

從圖6可以得出如下結(jié)論。

(1)除了在調(diào)制比很低時(shí)，正弦環(huán)寬滯環(huán)控制的開關(guān)頻率都是最高的?；谑噶空{(diào)制滯環(huán)控制的開關(guān)頻率是最低的。

(2)恒定環(huán)寬滯環(huán)控制的THD比其他三種控制方法高得多，在其他的三種方法中，正弦環(huán)寬的滯環(huán)控制的THD略低于其他兩種。

圖6 性能比較結(jié)果

(3)恒定環(huán)寬滯環(huán)控制的開關(guān)頻率和電流THD的乘積最高，基于矢量調(diào)制的滯環(huán)控制最低。在調(diào)制比很低時(shí)，自適應(yīng)環(huán)寬和恒定環(huán)寬的這一特性基本相同，這是因?yàn)樵谡{(diào)制比很低時(shí)，由計(jì)算得到的環(huán)寬變化量與恒定部分相比很小。從該性能看，基于矢量調(diào)試的方法最好，但當(dāng)調(diào)制比很高時(shí)，它與正弦環(huán)寬和自適應(yīng)環(huán)寬的性能基本相當(dāng)。

5 結(jié)語

本文介紹了三相功率變換器中電流滯環(huán)控制方法的發(fā)展過程及現(xiàn)狀。通過仿真詳細(xì)比較了各種方法的優(yōu)缺點(diǎn)。從比較結(jié)果可以看出，基于矢量調(diào)制的滯環(huán)控制方法在各方面性能上都比較好。另外，從滯環(huán)控制方法的發(fā)展過程可以看出，進(jìn)一步降低開關(guān)頻率，并盡可能使開關(guān)頻率恒定，將是今后一段時(shí)間的發(fā)展方向。

[1]D M Brod，D W Novotny.Current control of VSIPWM inverters[J].IEEE Trans on Industry Application，1985:562-570.

[2]J Woltz.Pulsewidth modulation-a survey[J].IEEE Trans on industrial Electronics，1985:410-420.

[3]L Malesani，P Tomasin.PWM current control technique of voltage source converters-A survey[C]∥IEEE IECON’93，Maui，HI，1993:670-675.

[4]D C Lee，S K Sul，M H Park.Comparison of AC current regulators for IGBT inverter[C]∥PCC’93 Yokohama，Japan，1993:206-212.

[5]Kazmierkowski M P，Dzieniakowski MA.Review of current regulation methods for VS-PWM inverters[C]∥IEEE IECON’94 1994:567-575.

[6]M P Kazmierkowski，L Malesani.Current control technique for three-phase voltage-source PWM converters a survey[J].IEEE Trans on Industrial Electronics，1998:691-703.

[7]A Nabae，S Ogasawara，H Akagi.A novel control scheme for current-controlled PWM inverters[J].IEEE Trans On Industry Application，1986:697-701.

[8]B K Bose.An adaptive hysteresis-band current control technique of a voltage-fed PWM-inverter for machine drive system[J].IEEE Trans on Industrial E-lectronics，1990:402-408.

[9]L Malesani，P Tenti.A novel hystetesis current control method for current-controlled voltage-source PWM inverters with constant modulation frequency[J].IEEE Trans on Industry Application，1990:88-92.

[10]Q Tao，D G Holmes.A simple，novel method for variable-hysteresis-band current control of a threephase inverterwith constantswitching frequency[C]∥IEEE-IAS Annual Meeting，1993:1122-1129.

[11]T W Chun，M K Choi.Development of adaptive hysteresis band current control strategy of PWM inverter with constant switching frequency[C]∥IEEE APEC’96，San Jose，CA，1996:194-199.

[12]M P Kazmierkowski，W Sulkowski.A novel vector control scheme for transistor PWM-inverter-fed induction motor drive[J].IEEE Trans on Industrial Electronics，1991:41-47.

[13]MP Kazmierkowski，M A Dzieniakowski，W Sulkowski.Novel space vector based current controller for PWM inverters[J].IEEE Trans on Power Electronics，1991:158-166.

[14]A Tripathi，P C Chen.Comparative analysis of fixed and sinusoidal band hysteresis current controllers for voltage-source inverters[J].IEEE Trans on Industrial Electronics，1992:63-73.

[15]C T Pan，T Y Chang.An improved hysteresis current controller for reducing switching frequency[J].IEEE Trans on Power Electronics，1994:97-104.

[16]B H Kown，B D Min，J H Youn.An improved space-vector-based hysteresis current controller[J].IEEE Trans on Industrial Electronics，1998:752-760.

[17]B H Kown，T W Kim，J H Youn.An novel SVM-based hysteresis current controller[J].IEEE Trans on Power Electronics，1998:297-307.

[18]A Tilli，A Tonielli.Sequential design of hysteresis current controller for three-phase inverters[J].IEEE Trans on Industrial Electronics，1998:771-781.