基于反饋平衡累加的Chirp-COTR-UWB檢測(cè)方法

(解放軍信息工程大學(xué) 通信工程系,鄭州 450002)

1 引 言

超寬帶(Ultra-Wideband，UWB)無線通信技術(shù)近年來興起并快速發(fā)展，是當(dāng)前國(guó)際研究的熱點(diǎn)之一。作為非頻率侵占性的極低譜密度傳輸方式，擁有至少500M信號(hào)帶寬的超寬帶技術(shù)以低功耗、低成本、與現(xiàn)有系統(tǒng)頻譜共享等諸多優(yōu)點(diǎn)，具有獨(dú)特而廣闊的應(yīng)用前景。

發(fā)送參考(Transmitted Reference)體制的檢測(cè)結(jié)

構(gòu)因避免了復(fù)雜的信道估計(jì),在超寬帶系統(tǒng)中得到廣泛的研究和應(yīng)用，其具有時(shí)域、頻域及碼域參考3種具體的實(shí)現(xiàn)方式。文獻(xiàn)[1]和文獻(xiàn)[2]分別提出了基于時(shí)延發(fā)送參考(Transmitted-Reference，TR)和基于微小頻偏發(fā)送參考(Slightly Frequency-Shifted Reference，F(xiàn)SR)的UWB系統(tǒng)；文獻(xiàn)[3]提出了一種基于正交碼發(fā)送參考(Code-Orthogonalized Transmitted-Reference，COTR)的UWB系統(tǒng)；文獻(xiàn)[4]提出了基于碼分多路發(fā)送參考(Code-Multiplexed Transmitted-Reference，CM-TR)的UWB系統(tǒng)，并給出了碼序列優(yōu)化選擇方法；文獻(xiàn)[5]將文獻(xiàn)[3]和[4]通稱為碼參考(Coded-Reference，CR)UWB系統(tǒng)，并指出文獻(xiàn)[5]中的CR-UWB接收機(jī)是接近最優(yōu)的低復(fù)雜度實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)。

Chirp-UWB作為典型的載波調(diào)制UWB系統(tǒng)以載波頻帶選擇靈活、發(fā)射效率高等突出優(yōu)點(diǎn)在超寬帶領(lǐng)域日益得到重視。Chirp信號(hào)用于通信領(lǐng)域的想法首先由M.Winkler[6]于1962年提出。在傳統(tǒng)的Chirp信號(hào)傳輸接收結(jié)構(gòu)中，接收端多采用模擬聲表面波(Surface Acoustic Wave，SAW)器件，利用Chirp信號(hào)良好的自相關(guān)性進(jìn)行相干匹配濾波，完成信號(hào)檢測(cè)，即CSS(Chirp Spectral Spread)技術(shù)。但對(duì)于Chirp-UWB信號(hào)，信號(hào)的實(shí)際帶寬一般不小于500 MHz，聲表面波模擬器件動(dòng)態(tài)范圍太大，硬件實(shí)現(xiàn)困難，并且對(duì)后端采樣率要求過高，信號(hào)精度較難保證。

Chirp-COTR-UWB將Chirp-UWB信號(hào)與碼域參考相結(jié)合，發(fā)揮了兩者的優(yōu)點(diǎn)，進(jìn)一步擴(kuò)展了UWB系統(tǒng)的應(yīng)用領(lǐng)域。文獻(xiàn)[7]借鑒雷達(dá)信號(hào)處理中的去斜脈沖壓縮(De-chirp)方法和碼發(fā)送參考原理，采用有源頻譜壓縮(Active Spectrum Compression，ASC) 結(jié)構(gòu)完成Chirp-COTR-UWB信號(hào)的檢測(cè)。系統(tǒng)接收端采用非相干檢測(cè)的能量判決方法，引入了噪聲平方項(xiàng)的干擾分量，影響了系統(tǒng)解調(diào)性能。

傳統(tǒng)的TR-UWB接收機(jī)分為簡(jiǎn)單的TR-接收機(jī)(STR)[8-9]和平均TR-接收機(jī)(ATR)[9]，其中，STR的本地模版信號(hào)為幀內(nèi)參考脈沖，ATR則取幾個(gè)參考信號(hào)的均值作為新的參考信號(hào)，雖未提高數(shù)據(jù)速率和能量利用率，但是通過降低參考信號(hào)中的噪聲能量達(dá)到了改善檢測(cè)性能的目的。

鑒于COTR信號(hào)的特點(diǎn)，傳統(tǒng)累加方法并不適用。為此，本文在Chirp -COTR-UWB解調(diào)結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，借鑒ATR接收機(jī)的思想，提出了基于反饋平衡累加的ACOTR檢測(cè)方法，對(duì)本地模板的噪聲影響進(jìn)行抑制，達(dá)到了提高接收端系統(tǒng)檢測(cè)性能的目的。

2 ASC-Chirp-COTR-UWB系統(tǒng)模型

x(t)=(blCI+CQ)g(t)cos(2πf0t+πμt2)

(1)

圖1 ASC-Chirp-COTR-UWB發(fā)射機(jī)模型Fig.1 ASC-Chirp-COTR-UWB transmitter model

圖2 ASC-Chirp-COTR-UWB接收機(jī)模型Fig.2 ASC-Chirp-COTR-UWB receiver model

加性高斯白噪聲條件下，經(jīng)過圖 2接收機(jī)的去斜脈沖壓縮處理及理想低通濾波后，輸出信號(hào)的表達(dá)形式為

r(t)=(blCI+CQ)g(t)/2+n′(t)/2

(2)

式中，噪聲分量n′(t)可以近似看作均值為零、方差為δ2=N0W(W為理想低通濾波器帶寬)的窄帶高斯噪聲，其發(fā)射和低通濾波輸出信號(hào)形式如圖3所示。

圖3 發(fā)射信號(hào)及低通輸出信號(hào)r(t)Fig.3 Transmitting signal and low pass signal r(t)

對(duì)于二碼片擴(kuò)頻的ASC-COTR-UWB系統(tǒng)和脈沖結(jié)構(gòu)下的COTR系統(tǒng)，其誤碼率分別為

(3)

(4)

3 基于反饋平衡累加的檢測(cè)方法分析

參考TR-UWB結(jié)構(gòu)的定義，上一節(jié)給出的COTR檢測(cè)結(jié)構(gòu)可以稱為Chirp-SCOTR-UWB結(jié)構(gòu)，其直接使用幀內(nèi)的參考信號(hào)作為本地模板。由公式(3)、(4)可知，脈沖COTR-UWB系統(tǒng)誤碼率性能受噪聲的乘積項(xiàng)的影響較大，去斜處理的超寬帶系統(tǒng)性能也在很大程度上受到噪聲的影響。如圖 4所示，COTR信號(hào)的碼元速率為1 Mbit/s，Chirp-UWB信號(hào)產(chǎn)生的的擴(kuò)頻增益G=BT/Rc=500/2=250，即26.98 dB的總擴(kuò)頻增益。由仿真結(jié)果可見，當(dāng)誤碼率為10-3時(shí)，系統(tǒng)信噪比約為-16 dB。在不考慮擴(kuò)頻增益的情況下，采用該Chirp-SCOTR-UWB接收結(jié)構(gòu)時(shí)，碼域參考Chirp-UWB信號(hào)的檢測(cè)性能與差分BPSK相比約低3 dB,與相干BPSK相比約低4 dB。

圖4 二碼片Chirp-COTR-UWB性能仿真Fig.4 The performance of two-chip Chirp-COTR-UWB

采用Chirp-SCOTR-UWB檢測(cè)結(jié)構(gòu)時(shí)，數(shù)據(jù)信號(hào)與參考信號(hào)在碼域上進(jìn)行參考，噪聲平方項(xiàng)影響了信號(hào)檢測(cè)性能，由誤碼率性能可知，其引入了近1 dB的額外性能損失。采用多位Walsh碼進(jìn)行碼參考的時(shí)侯，在總擴(kuò)頻增益不變的條件下，隨著系統(tǒng)一次擴(kuò)頻帶寬W的增大，引入的噪聲乘噪聲項(xiàng)將導(dǎo)致系統(tǒng)的接收性能進(jìn)一步惡化。因此，構(gòu)建較為理想的信號(hào)碼域參考模板，有效抑制信號(hào)噪聲平方項(xiàng)是亟待解決的問題。

對(duì)于慢衰落信道，可以認(rèn)為單個(gè)Chirp-COTR-UWB符號(hào)內(nèi)的信道響應(yīng)保持不變，且相鄰符號(hào)的信道傳輸函數(shù)近似相等，且信道疊加的高斯白噪聲經(jīng)過低通濾波輸出的噪聲分量在任意兩個(gè)不同碼片上不相關(guān)。由于Chirp-COTR-UWB信號(hào)每幀內(nèi)只發(fā)送一個(gè)信息符號(hào)，所以需要對(duì)多個(gè)接收信號(hào)進(jìn)行存儲(chǔ)后進(jìn)行累加構(gòu)建模板，將幾個(gè)參考信號(hào)取均值后作為新的參考信號(hào)。雖然采用該方法數(shù)據(jù)速率和能量利用率沒有提高，但通過降低參考信號(hào)中的噪聲能量達(dá)到了改善檢測(cè)性能的目的。

傳統(tǒng)的平均降噪將參考支路信號(hào)進(jìn)行累加得到提純的信道模板，但對(duì)于Chirp-COTR-UWB信號(hào)的碼域參考結(jié)構(gòu)的發(fā)送方式，其采用的是脈位調(diào)制的非相干檢測(cè)系統(tǒng)(即采用了差分的能量判決法)，接收到的是位于信號(hào)的不同碼片的并行模板。在進(jìn)行模板提純的時(shí)候，需要根據(jù)接收符號(hào)從不同的碼片取出參考模板進(jìn)行累加。如果直接采用多符號(hào)累加結(jié)構(gòu)，將會(huì)因不同碼片的模板疊加數(shù)量不同而使得累加結(jié)果不適合作為信號(hào)提純參考模板。更加極端的情況就是，在通信傳輸過程中，如果連續(xù)接收到相同的信息符號(hào)，即常1或常-1，將會(huì)嚴(yán)重影響信號(hào)解調(diào)。

設(shè)連續(xù)N個(gè)信號(hào)低通輸出為

r=[r0r1r2…rN-1]

(5)

如果直接采用多符號(hào)時(shí)域平均累加，得到的降噪?yún)⒖寄０鍨?/p>

(6)

(7)

雖然噪聲通過累加可得到抑制，但如果下一個(gè)接收符號(hào)為-1，不考慮噪聲的情況下信號(hào)的解調(diào)輸出為

(8)

可見，直接累加的模板雖然能夠消除噪聲，但沒有考慮到COTR的信號(hào)結(jié)構(gòu)，參考模板的重構(gòu)并不理想?；谶@一問題，結(jié)合參考機(jī)制原理[10-11]，本文提出了Chirp-ACOTR-UWB接收機(jī)模型，該方法的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖5所示。

圖5 反饋平衡累加接收機(jī)Fig.5 Feedback balance accumulation receiver

(9)

該方法的檢測(cè)步驟如下：

(2)根據(jù)指針位置，將新得到的r(t)替換最早饋入累加池不能反映當(dāng)前信道信息的累計(jì)量；

(3)上一步驟得到的結(jié)果可以近似認(rèn)為慢變信道下參考支路的模板，隨著信號(hào)在時(shí)域上的不斷累加，參考模板的窄帶高斯噪聲分量逐漸被抑制。由于該模板與當(dāng)前到達(dá)信號(hào)疊加的窄帶高斯噪聲分量非相干，兩者的合并較好地消除了噪聲乘噪聲項(xiàng)的影響。

4 基于反饋平衡累加的檢測(cè)方法仿真

下面通過Matlab仿真分析該方法的性能。仿真條件：AWGN信道下隨機(jī)發(fā)送信號(hào)-1、1，擴(kuò)頻碼N=2，Rb=1 Mbit/s，低通截止帶寬W=2 MHz，線性掃頻帶寬B=500 MHz，累加次數(shù)均為Nadd=20。采用直接反饋累加和反饋平衡累加檢測(cè)方法的性能比較如圖6所示。

圖6 采用反饋平衡累加檢測(cè)結(jié)構(gòu)的性能比較Fig.6 Performance of feedback balance accumulation

由圖6可見，由于傳統(tǒng)的直接反饋累加方式?jīng)]有考慮到COTR信號(hào)的特性，連續(xù)接收到隨機(jī)1或-1信號(hào)的情況下導(dǎo)致了模板非平衡，其累加結(jié)果反而惡化了系統(tǒng)的性能。

圖7 不同累加次數(shù)的性能Fig.7 Performance of different accumulations

本文提出的經(jīng)幅度歸一化的反饋平衡累加，避免了上述方法的不足，保證了非相干檢測(cè)時(shí)參考支路能量的一致性，較之原來的檢測(cè)結(jié)構(gòu)，誤碼率性能提高了約0.5 dB。檢測(cè)性能在不考慮擴(kuò)頻增益的情況下，更接近差分BPSK系統(tǒng)的理論性能，較好地到達(dá)了噪聲抑制的目的。對(duì)于采用多位參考碼序列進(jìn)行信號(hào)擴(kuò)頻傳輸?shù)那闆r，相應(yīng)支路都需要加入反饋累加結(jié)構(gòu)，最終將這些支路累加起來作為信號(hào)的參考模板，完成模板重構(gòu)，實(shí)現(xiàn)抑制噪聲提高性能的目的。如圖 7所示，隨著累加次數(shù)繼續(xù)增加系統(tǒng)性能提升有限，且資源消耗將過多，性價(jià)比不高。

5 總 結(jié)

本文在研究ASC-Chirp-SCOTR-UWB檢測(cè)結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，針對(duì)其參考模板噪聲平方項(xiàng)帶來的性能損失，分析了傳統(tǒng)直接累加方式的不足，提出了基于反饋平衡累加的Chirp-COTR-UWB信號(hào)檢測(cè)方法，即ASC-Chirp-ACOTR-UWB檢測(cè)法。該方法通過判決反饋和平衡累加達(dá)到了抑制噪聲平方項(xiàng)、改善參考模板的目的，提高了發(fā)送參考結(jié)構(gòu)參考模板重構(gòu)的準(zhǔn)確性。該結(jié)構(gòu)將經(jīng)過擴(kuò)頻的基帶信號(hào)進(jìn)行累加，對(duì)于延時(shí)線的精度要求較低，因而更便于實(shí)現(xiàn)。

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