照明用無(wú)橋LED驅(qū)動(dòng)電路及其輸入電流諧波分析

曲振江 周貴德

（滄州師專物理與電子信息系 滄州 061001）

1 引言

大功率高亮度發(fā)光二極管（LED）具有發(fā)光效率高、體積小、重量輕、使用安全的特點(diǎn)，尤其可貴的是它的使用壽命極長(zhǎng)[1]，是一種非常理想的照明光源。用它來(lái)取代白熾燈、熒光燈等傳統(tǒng)照明光源將可以節(jié)省大量電力，有效減少溫室氣體排放和由于更新照明設(shè)施而產(chǎn)生的大量垃圾。但是，由于LED特性的非線性和溫度的敏感性[2]，它必須用恒流源為其供電，同時(shí)為了達(dá)到節(jié)電和減少對(duì)電網(wǎng)供電質(zhì)量的影響，還必須要求它的驅(qū)動(dòng)電路具有很高的性能，即高效率、高功率因數(shù)、向電網(wǎng)注入小的諧波電流以及較低的成本和較小的體積重量。滿足這些要求且直接利用工頻電網(wǎng)供電的大功率 LED驅(qū)動(dòng)電路已有討論[3]，但還很少，且都還有進(jìn)一步完善和提高之處。本文提出一種照明用大功率無(wú)橋LED驅(qū)動(dòng)電路[4]，可以很好地滿足以上要求。

2 電路工作過(guò)程

無(wú)橋大功率LED驅(qū)動(dòng)主電路如圖1所示，電路中與場(chǎng)效應(yīng)管并聯(lián)的二極管是該場(chǎng)效應(yīng)管的寄生二極管。該電路的主要特點(diǎn)是：①省去了整流橋，減少了工作電流通過(guò)功率器件的數(shù)目，可有效提高電路的工作效率。②由兩個(gè)場(chǎng)效應(yīng)管構(gòu)成的電子開(kāi)關(guān)Q1、Q2同時(shí)通斷，由于它們的源極共地，因而可簡(jiǎn)化其控制電路。③場(chǎng)效應(yīng)管控制電壓的脈沖寬度跟隨工頻電源電壓ui的幅度變化按正弦規(guī)律變化。④用脈沖變壓器T的一次線圈L1、L2替代儲(chǔ)能電感的作用并使其工作在電流準(zhǔn)連續(xù)狀態(tài)。⑤脈沖變壓器T的二次線圈L3連接控制電路，控制電子開(kāi)關(guān)Q1、Q2按預(yù)定的規(guī)律進(jìn)行通斷變化。這個(gè)電路可同時(shí)完成電壓變換和功率因數(shù)校正（PFC）功能，在電源輸入端接一簡(jiǎn)單的 LC濾波器可進(jìn)一步減小高頻諧波電流的注入。

圖1 無(wú)橋大功率LED驅(qū)動(dòng)電路（主電路）Fig.1 High power bridgeless LED drive circuit (main circuit)

為分析電路工作原理方便，假設(shè)電路中脈沖變壓器T的一次線圈L1、L2的電感量L1=L2=LT，電子開(kāi)關(guān)場(chǎng)效應(yīng)管緩沖電容 C1、C2的容量 C1=C2=C0，其余器件除作為負(fù)載的LED外均視為理想器件，且電路工作狀態(tài)已經(jīng)穩(wěn)定。

電路的工作情況如圖 2所示。設(shè)電源電壓為ui=Uimsinωt，負(fù)載電壓為 U0且 U0＞Uim/2時(shí)，在 ui的正半周，電路的工作過(guò)程可分為以下4個(gè)階段，波形如圖3所示。

（1）t0～t1期間：Q1、Q2的控制信號(hào)變?yōu)楦唠娖?，電感電流iL通過(guò)變壓器T的一次線圈L1和L2、場(chǎng)效應(yīng)管Q2和Q1的寄生二極管和電源ui形成回路，從一個(gè)較小的負(fù)值按線性規(guī)律增大，到t1時(shí)刻電流達(dá)最大值ILm。在t0時(shí)刻由于場(chǎng)效應(yīng)管Q2上的電壓已基本為零且電流 iL上升較慢，因而 Q2可近似認(rèn)為是零電壓零電流開(kāi)通。

（2）t1～t3期間：在 t1時(shí)刻場(chǎng)效應(yīng)管的控制信號(hào)回落到低電平Q2關(guān)斷。由于關(guān)斷場(chǎng)效應(yīng)管的這段時(shí)間很短，可以假定電感電流繼續(xù)流通并保持不變，它首先給 Q2的緩沖電容 C2充電使電壓 uC2線性上升，并且在場(chǎng)效應(yīng)管的關(guān)斷過(guò)程中，uC2上升尚小，因而可以認(rèn)為Q2為零電壓關(guān)斷。到t2時(shí)刻，uC2上升至ui，而電感電壓下降為0。t2時(shí)刻以后電感電壓改變極性，繼續(xù)為緩沖電容C2充電，到t3時(shí)刻，使uC2即場(chǎng)效應(yīng)管Q2上電壓uDS2上升至ui+2U0，電感電壓uL下降為-2U0。

（3）t3～t4期間：由于電感電壓改變極性使二極管 VD1反偏截止，故變壓器 T的一次線圈 L1的電流也轉(zhuǎn)移到 L2上并通過(guò)二極管 VD2和負(fù)載形成回路，在t3時(shí)刻使通過(guò)電感線圈的電流iL2m增大到原來(lái)的2倍且按線性規(guī)律下降，成為該驅(qū)動(dòng)電路向負(fù)載的輸出電流io，此間場(chǎng)效應(yīng)管Q2上的電壓uDS2和電感電壓 uL保持 t3時(shí)刻的值不變。而濾波電容C3可使通過(guò)負(fù)載（LED）的電流較為平滑。

圖2 驅(qū)動(dòng)電路工作過(guò)程分析Fig.2 Work process analysis of drive circuit

圖3 正半周時(shí)工作波形Fig.3 Working waveforms in positive semi-cycle

（4）t4～t6期間：在t4時(shí)刻通過(guò)電感線圈的電流 iL2下降到零，而場(chǎng)效應(yīng)管 Q2的緩沖電容 C2上的電壓 uC2仍為 ui+2U0，于是緩沖電容 C2與變壓器 T的一次線圈 L1、L2構(gòu)成諧振回路并進(jìn)行振蕩放電，使場(chǎng)效應(yīng)管Q2及其緩沖電容C2上的電壓按正弦規(guī)律下降，而電感線圈上的電壓 uL則按正弦規(guī)律以相反的方向變化。到t6時(shí)刻，電壓uC2或uDS2下降到零，為下一周期場(chǎng)效應(yīng)管的再次開(kāi)通做好了準(zhǔn)備。

在電源電壓ui的負(fù)半周，電路的工作過(guò)程與上相同。

由上述可見(jiàn)，該電路的控制方式雖然使開(kāi)關(guān)管承受的最大電壓較高

但該電路即使不用緩沖電路，也可以實(shí)現(xiàn)零電壓零電流開(kāi)通和零電壓關(guān)斷的效果，因而有較低的開(kāi)關(guān)損耗。

3 參數(shù)計(jì)算與主電路設(shè)計(jì)

3.1 參數(shù)計(jì)算

如果脈寬為t的電壓U加在電感L上，那么通過(guò)這個(gè)電感的電流最大值[5]應(yīng)為

對(duì)于現(xiàn)在要討論的無(wú)橋 LED驅(qū)動(dòng)電路，由于變壓器T兩個(gè)一次線圈的等效電感為單個(gè)線圈的4倍[6]，在輸入電源電壓 ui=sinωt的某個(gè)正半周內(nèi)、電子開(kāi)關(guān)Q1、Q2第n次開(kāi)通時(shí)，如果認(rèn)為場(chǎng)效應(yīng)管開(kāi)通期間輸入電壓ui的值就是其開(kāi)通前輸入電壓ui的值且在開(kāi)通期間沒(méi)有變化，那么通過(guò)變壓器一次線圈L1、L2的電流最大值，即由輸入電源電壓ui提供的電流最大值為

式中 Ui——輸入電源電壓有效值；

T0(n)——場(chǎng)效應(yīng)管在t(n)時(shí)刻開(kāi)始的開(kāi)通時(shí)間。

此后電子開(kāi)關(guān)受控關(guān)斷，關(guān)斷后原來(lái)通過(guò)變壓器兩個(gè)一次線圈的電流將集中在線圈L2流通，由于能量守恒，通過(guò)線圈L2的電流初始值將為原來(lái)的2倍[7]，因此在輸出電壓為U0的條件下，通過(guò)變壓器一次線圈的電流經(jīng)過(guò)時(shí)間

將下降到零，將式（3）代入式（4）得驅(qū)動(dòng)電路為負(fù)載提供電流的時(shí)間為

這里要求 U0＞0。如前所述，由于在變壓器一次線圈的電流下降到零時(shí)控制電路將控制場(chǎng)效應(yīng)管Q1、Q2導(dǎo)通而進(jìn)入下一周期，因此電路的工作周期為T(mén)0(n)+T1(n)，由此可求得輸入電源電壓ui在本次開(kāi)關(guān)周期內(nèi)提供的平均電流值為

將式（3）、式（5）代入，得

由上式可見(jiàn)，要使該驅(qū)動(dòng)電路的輸入電流平均值按正弦規(guī)律變化，即電路向電網(wǎng)注入的諧波電流最小，應(yīng)使上式中的第二個(gè)分式為常數(shù)，因此可令

式中，T0(min)為電子開(kāi)關(guān)場(chǎng)效應(yīng)管的最小導(dǎo)通時(shí)間。將式（7）代入式（6）得

由上式可見(jiàn)電路輸入電流的平均值按正弦規(guī)律變化。只需控制場(chǎng)效應(yīng)管Q1、Q2在電感電流下降到零時(shí)導(dǎo)通，并讓場(chǎng)效應(yīng)管的導(dǎo)通時(shí)間隨電源電壓ui的幅值按正弦規(guī)律變化，在這種情況下只需控制場(chǎng)效應(yīng)管的最小導(dǎo)通時(shí)間 T0(min)即可實(shí)現(xiàn)對(duì)電路輸出電流io的大小控制或恒流控制。但要取得這樣一個(gè)控制信號(hào)較困難，希望以后能有與此匹配的集成電路出現(xiàn)。

由式（8），當(dāng)ωt=90°，即sinω t(n)=1時(shí)，電路輸入電流的平均值達(dá)到最大，即

式中 Ii——驅(qū)動(dòng)電路輸入正弦電流的基波有效值。

由上式可計(jì)算場(chǎng)效應(yīng)管的最小導(dǎo)通時(shí)間為

并且由式（7）場(chǎng)效應(yīng)管的最大導(dǎo)通時(shí)間應(yīng)為

如果忽略電路工作過(guò)程中的損耗，即認(rèn)為電路的輸入功率就等于負(fù)載的吸收功率，再結(jié)合式（9），便有

由上式可導(dǎo)出以下兩個(gè)重要關(guān)系

將式（11）、式（13）代入式（3），并令 T0(n)=T0(max)、sinωt(n-1)=1，可得在電源電壓 ui的一個(gè)周期內(nèi)通過(guò)變壓器一次線圈L1、L2的最大電流為

由式（13）、式（14）可知該LED驅(qū)動(dòng)電路在這種控制方式下，只要確定了輸入輸出各量，電子開(kāi)關(guān)Q1、Q2的最小導(dǎo)通時(shí)間T0(min)與變壓器一次線圈電感量LT的比值就為一常數(shù)，并且通過(guò)開(kāi)關(guān)器件的電流峰值Iim也隨之確定。因此設(shè)計(jì)電路時(shí)就可以在開(kāi)關(guān)器件開(kāi)關(guān)速度允許的條件下選擇較小的最小導(dǎo)通時(shí)間T0(min)，從而減小對(duì)變壓器一次線圈LT電感量的要求，并可最大限度地減小其體積和重量。同時(shí)根據(jù)式（1）、式（14）即可選擇開(kāi)關(guān)器件的電壓電流容量。

3.2 輸入電流的諧波分析

無(wú)橋LED驅(qū)動(dòng)電路，按照它所設(shè)定的控制方式其輸入交流工頻電流脈沖波形如圖5所示，其寬度在工頻交流電源的半個(gè)周期內(nèi)按正弦規(guī)律從最小值T0(min)變化到最大值 T0(max)后再回到最小值 T0(min)，這種控制方法有別于目前討論比較多的單周控制法[8-9]，但接近于頻率抖動(dòng)控制法[10]，由圖4可見(jiàn)電路輸入的工頻交流電流的平均值更加接近正弦波。圖4中各電流脈沖出現(xiàn)的時(shí)刻為

其中第n個(gè)電流脈沖存在的時(shí)間為

第n個(gè)與第n+1個(gè)電流脈沖的間隔時(shí)間為

第n個(gè)電流脈沖的最大幅度為

式中 Ui——輸入工頻交流電源電壓的有效值；

ω ——角頻率；

Uo——輸出電壓；

LT——工作電感，LT=L1=L2；

T0(min)——電路輸入電流脈沖的最小寬度。

圖4 電路輸入電流波形示意圖Fig.4 The sketch map of input electric current waveform

圖5 100kHz以下的輸入電流頻譜分布Fig.5 The frequency distribution of input electric current below

由于各脈沖的電流都是線性增長(zhǎng)的，第n個(gè)脈沖的電流用直線方程可表示為

在交流電源的一個(gè)周期內(nèi)對(duì)式（17）求有效值，可得第n個(gè)脈沖電流時(shí)輸入交流電流的有效值

如果在電源電壓的一個(gè)周期內(nèi)共有 j個(gè)電流脈沖，對(duì)各電流脈沖進(jìn)行傅里葉變換，則電路輸入的交流電流可用傅里葉展開(kāi)式[7]表示為[11]

其中傅里葉展開(kāi)式的系數(shù)為

由式（3）可進(jìn)一步求得電路輸入交流電流有效值為

其中基波電流有效值為

第m次諧波電流有效值為

以及第m次諧波電流有效值的相對(duì)含量為

在給定條件下根據(jù)式（23）可計(jì)算得電路輸入交流電流的諧波分布如圖5所示。由于計(jì)算機(jī)計(jì)算能力的限制，圖中僅計(jì)算了 2000次（100kHz）以內(nèi)的諧波分布情況。由本電路設(shè)定的控制特性所致，電路的工作頻率隨輸入電壓幅度的變化而在一定范圍內(nèi)擺動(dòng)，并與電路輸入電流脈沖的最小寬度T0(min)相關(guān)。由圖5可看到此電路輸入交流電流的頻譜有以下的特點(diǎn)：①在電路的最低工作頻率以下的頻率范圍內(nèi)基本不存在諧波成分，并且 T0(min)越小這個(gè)頻率范圍就越寬。也就是 T0(min)越小電路輸入電流的諧波成分頻率越高。②在電路的最低工作頻率以上的頻率范圍內(nèi)各次諧波成分基本上是連續(xù)的，也就是各次諧波成分均存在。這樣可降低各次諧波電流的幅度，便于對(duì)其進(jìn)行濾除。

3.3 主電路設(shè)計(jì)

根據(jù)上面的分析，可以方便地對(duì)電路進(jìn)行設(shè)計(jì)：

（1）根據(jù)所選開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)速度確定它的最小導(dǎo)通時(shí)間T0(min)。

（2）根據(jù)式（13）確定變壓器一次側(cè)兩個(gè)線圈電感量LT，變壓器二次線圈匝數(shù)可根據(jù)控制電路的需要來(lái)確定。

（3）根據(jù)式（1）、式（14）確定開(kāi)關(guān)器件Q1、Q2和VD1、VD2的電壓、電流容量。

（4）與發(fā)光二極管并聯(lián)的輸出濾波電容可根據(jù)發(fā)光二極管的動(dòng)態(tài)內(nèi)阻與輸出濾波電容形成的時(shí)間常數(shù)要大于電路的最長(zhǎng)工作周期來(lái)確定。

（5）電路輸入端的LC濾波電路的器件參數(shù)可根據(jù)其諧振頻率要低于電路的最低工作頻率來(lái)確定，并盡量選擇較大容量的電容。

（6）很多情況下場(chǎng)效應(yīng)管的緩沖電容 C1、C2利用其自身的極間電容即可。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

對(duì)于上面討論的驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行了固定輸出的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。并按圖6所示的方框圖設(shè)計(jì)了控制電路，經(jīng)啟動(dòng)電路發(fā)出啟動(dòng)脈沖后即可正常工作。其中線圈 L3兩端的電壓反映了變壓器 T一次線圈 L1、L2兩端電壓的變化，經(jīng)全波整流后的輸出電壓Lu′，由分離電路分離出 2U0和 ui再結(jié)合控制電壓 U(T0min)形成單穩(wěn)電路輸出脈沖寬度的控制信號(hào)uk；而由分離電路分離出的脈沖信號(hào)uC1，經(jīng)延時(shí)整理后取第二個(gè)脈沖作為單穩(wěn)電路輸出脈沖的觸發(fā)信號(hào) uc，在 uk和 uc的作用下單穩(wěn)電路可以在規(guī)定的時(shí)刻輸出規(guī)定寬度的脈沖信號(hào)。單穩(wěn)電路輸出的脈沖經(jīng)緩沖后即可作為場(chǎng)效應(yīng)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào) ug。然后，通過(guò)控制U(T0min)即可控制該LED驅(qū)動(dòng)電路的輸出電流Io或?qū)崿F(xiàn)輸出電流的恒流控制。

圖6 控制電路方框原理圖Fig.6 The block diagram of control circuit

設(shè)定輸入工頻電源電壓 Ui=220V，輸出電壓Uo=200V，輸出電流Io=0.4A；選用場(chǎng)效應(yīng)管IRF830作開(kāi)關(guān)器件，又選擇場(chǎng)效應(yīng)管的最小開(kāi)通時(shí)間T0(min)=2μs，由式（13）確定變壓器T一次線圈的電感量L=0.15mH，用50支高亮度發(fā)光二極管作負(fù)載進(jìn)行測(cè)試。實(shí)測(cè)結(jié)果是，在輸出Io=0.4A、Uo=180V的條件下測(cè)得輸入交流電流 Ii=345mA，效率η =94.9%，功率因數(shù)λ 和電流諧波失真度THD由于暫時(shí)沒(méi)有相關(guān)儀器而沒(méi)有測(cè)得有效數(shù)據(jù)，但如圖 7所示的輸入交流電壓電流波形也可以說(shuō)明該電路可以實(shí)現(xiàn)較高的功率因數(shù)和較低的諧波電流失真度。

圖7 輸入電壓與輸入電流波形Fig.7 The waveforms of input electric current and voltage

5 結(jié)論

對(duì)于提出的電路方案，指出了其工作原理，分析了輸入輸出電量與電路結(jié)構(gòu)參數(shù)間的關(guān)系及其交流輸入電流的諧波分布。該電路可以保證電路的輸入電流為正弦波電流并與輸入電壓同相位，只要控制該電路中開(kāi)關(guān)器件的一個(gè)最小導(dǎo)通時(shí)間就可控制輸出電流的大小，或?qū)崿F(xiàn)輸出電流的恒流控制。電路的交流輸入電流在電路的最低工作頻率以下的頻率范圍內(nèi)基本不存在諧波成分，并且 T0(min)越小這個(gè)頻率范圍就越寬，而在電路的最低工作頻率以上的頻率范圍內(nèi)存在的各次諧波成分是很容易被濾波電路濾除的。通過(guò)實(shí)驗(yàn)也證實(shí)了該電路在這種新穎的控制方法的控制下，具有很高的效率和功率因數(shù)及較小的電流諧波失真度，滿足實(shí)際應(yīng)用的需要。但該電路要求輸出的負(fù)載電壓要大于交流輸入電壓最大值的1/2，即U0＞Uim/2。

[1]徐殿國(guó), 張相軍, 劉曉勝, 等. 照明電子技術(shù)的發(fā)展現(xiàn)狀與未來(lái)[J]. 電力電子技術(shù), 2007, 41(10)： 7.Xu Dianguo,Zhang Xiangjun, Liu Xiaosheng, et al.Development status and future of lighting electronics technology[J]. Power Electronics, 2007, 41(10)： 7.

[2]張濤. 電力電子技術(shù)[M]. 北京： 電子工業(yè)出版社,2003.

[3]李為民. 大功率 LED照明電源研究及基于 Matlab的仿真[J]. 電力電子技術(shù), 2007, 41(4)： 74-76.Li Weimin. Research on high power LED lighting source and simulation in matlab[J]. Power Electronics,2007, 41(4)： 74-76.

[4]胡明星, 謝運(yùn)祥. 一種軟開(kāi)關(guān)無(wú)橋 Boost-PFC電路的分析和設(shè)計(jì)[J]. 電力電子技術(shù), 2007, 41(8)：19-21.Hu Mingxing, Xie Yunxiang. Analysis and design of a soft switching bridgeless Boost-PFC circuit[J]. Power Electronics, 2007, 41(8)： 19-21.

[5]浣喜明, 姚為正. 電力電子技術(shù)[M]. 北京： 高等教育出版社, 2001.

[6]姚國(guó)儂, 謝小莉, 王玫, 等. 電路與電子學(xué)[M]. 北京： 電子工業(yè)出版社, 1998.

[7]林渭勛. 現(xiàn)代電力電子技術(shù)[M]. 杭州： 浙江大學(xué)出版社, 2002.

[8]陳延明, 王國(guó)年, 梁俊, 等. 零電壓過(guò)渡單周控制功率因數(shù)校正電路[J]. 電力電子技術(shù), 2007, 41(6)：6-7.Chen Yanming,Wang Guonian, Liang Jun, et al.One-cycle control power factor correction circuit with zero voltage transition[J]. Power Electronics, 2007,41(6)： 6-7.

[9]李海林, 王少坤, 侯振義. 新型單周控制軟開(kāi)關(guān)Boost-PFC變換器研究[J]. 電力電子技術(shù), 2008,42(8)： 8-11.Li Hailin,Wang Shaokun,Hou Zhenyi. Study of new one-cycle-controlled soft switching Boost-PFC converters[J]. Power Electronics, 2008, 42(8)： 8-11.

[10]周正, 王世山. 頻率抖動(dòng)技術(shù)抑制變換器輸入電流電磁干擾[J]. 電力電子技術(shù), 2007, 41(12)： 14-15.Zhou Zheng,Wang Shishan. Analysis for EMI reduction of input current of the converter based on frequency jittering[J]. Power Electronics, 2007,41(12)： 14-15.

[11]同濟(jì)大學(xué)數(shù)學(xué)教研室.高等數(shù)學(xué)[M]. 北京： 人民教育出版社, 1978.