張 鋼 劉志剛 王 磊 全恒立
(北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 北京 100044)
基于電壓型 PWM整流器的城市軌道交通新型能饋式牽引供電系統(tǒng)[1-2],不僅能夠為車輛提供所需牽引能量,而且還能將多余的再生制動能量反饋回交流電網(wǎng),保持直流電壓穩(wěn)定、實現(xiàn)節(jié)能的目的,具有一定的推廣應(yīng)用價值。但工程應(yīng)用中必須解決容量和可靠性這對矛盾。
城市軌道交通牽引電站的容量通常為數(shù)兆瓦。當前采用單管IGBT的PWM變流器[3-4]的容量一般僅為幾十千瓦。利用IGBT并聯(lián)技術(shù)[5-7]可以將單個PWM 變流器容量提高至百千瓦級。但受到器件動態(tài)和靜態(tài)電流分布不均[6]、器件發(fā)熱過于集中[7]等因素的影響,進一步增加并聯(lián) IGBT數(shù)量將大大降低變流器可靠性。變流器并聯(lián)[8-10]也是擴大系統(tǒng)容量的有效方法,但是僅僅利用容量為百千瓦級變流器并聯(lián)去構(gòu)建一個數(shù)兆瓦的系統(tǒng),將面臨變流器數(shù)量過多,占用空間過大,系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及上層協(xié)調(diào)控制過于復(fù)雜使系統(tǒng)可靠性降低等問題。
本文在 IGBT直接并聯(lián)技術(shù)基礎(chǔ)上,重點對功率模塊并聯(lián)技術(shù)[11-12]進行了研究,在保證可靠性前提下大大提高單變流器容量。針對功率模塊并聯(lián)存在的環(huán)流問題,分析了并聯(lián)環(huán)流產(chǎn)生機理及影響因素,提出了抑制環(huán)流的有效措施。為基于功率模塊并聯(lián)的大功率能饋式牽引供電系統(tǒng)的工程應(yīng)用奠定基礎(chǔ)。
IGBT直接并聯(lián)是擴大系統(tǒng)容量的一種最經(jīng)濟有效的方式[6-7]。為了最大限度地利用器件,保證裝置的可靠性,必須確保各并聯(lián)器件之間良好的均流。其主要包括靜態(tài)均流和動態(tài)均流兩方面[5-6]。
靜態(tài)不均流主要由器件輸出特性的差異引起。其中,器件在額定電流下的飽和壓降 Vce(sat)、節(jié)溫Tj、柵極電壓Vge是影響IGBT輸出特性的主要因素。目前NPT型的IGBT都具有正溫度特性,使得并聯(lián)IGBT具有一定的自動均流能力。但為了實現(xiàn)較好的靜態(tài)均流,應(yīng)選擇輸出特性相同的 IGBT進行并聯(lián)。
動態(tài)不均流主要是由器件開關(guān)時刻的差異引起的,其發(fā)生在器件的開關(guān)過程中。驅(qū)動電路參數(shù)、IGBT開通閾值電壓、IGBT轉(zhuǎn)移特性、主電路寄生參數(shù)等都會對器件開關(guān)速度造成影響。
由于直接并聯(lián)的 IGBT通常都采用同一塊驅(qū)動板進行驅(qū)動,保證了驅(qū)動信號延遲的一致性。此外,通過外加獨立的柵極驅(qū)動電阻和源極輔助電阻,也可以起到較好的動態(tài)均流效果[13]。
值得注意的是,IGBT直接并聯(lián)技術(shù)是功率模塊并聯(lián)技術(shù)的基礎(chǔ)。
由于受到驅(qū)動板容量限制,并聯(lián) IGBT數(shù)量不能太多。此外,隨著并聯(lián) IGBT器件數(shù)量的增加,完全依賴于結(jié)構(gòu)對稱性的主電路寄生參數(shù)一致性難以得到保證,影響器件間均流。而過分密集布置器件會導(dǎo)致發(fā)熱過于集中,不利于熱交換。在保證器件利用率和可靠性的基礎(chǔ)上,為了進一步擴大單變流器容量,需采用功率模塊并聯(lián)技術(shù)[12]。其具體做法如下。
首先,利用IGBT直接并聯(lián)技術(shù),將多個IGBT并聯(lián)封裝成一個功率模塊[11],該功率模塊經(jīng)過精心設(shè)計,具備完善的驅(qū)動和保護功能,且能夠保證內(nèi)部各IGBT良好的動、靜態(tài)均流。
其次,將功率模塊進行并聯(lián),并采取措施保證功率模塊之間的均流。功率模塊并聯(lián)示意圖如圖 1所示。
圖1 功率模塊并聯(lián)Fig.1 Parallel of power modules
由于各并聯(lián)功率模塊擁有獨立的驅(qū)動電路,使得驅(qū)動信號的延遲不可避免地存在一定差異(通常為數(shù)百納秒),導(dǎo)致各功率模塊實際的開關(guān)動作時刻存在差異,從而引發(fā)并聯(lián)環(huán)流的產(chǎn)生。
為簡化分析,假設(shè)功率模塊為理想開關(guān),認為功率模塊實際動作與驅(qū)動脈沖完全一致。下面分析驅(qū)動脈沖延遲差異導(dǎo)致環(huán)流的機理,以及有效解決方案。
圖2為兩個智能功率模塊并聯(lián)電路,每個功率模塊均為半橋結(jié)構(gòu)。PWM1、PWM2、PWM3、PWM4為驅(qū)動脈沖,Ls1、Ls2分別為功率模塊交流輸出到并聯(lián)點 A的線路寄生電感,且 Ls1=Ls2=Ls;直流電壓為 Udc;忽略直流母線寄生參數(shù)影響,并假設(shè)器件管壓降和等效內(nèi)阻都為零;兩模塊交流輸出差模電壓 Ud=±Udc,環(huán)路總電感為 Lh=Ls1+Ls2,輸出差模電流(以下簡稱環(huán)流)為id=i1-i2。
圖2 基于功率模塊并聯(lián)的環(huán)流形成機理Fig.2 Generation of circulating current
如果 PWM1與 PWM3,PWM2與 PWM4完全重合,則兩功率模塊交流輸出電壓差Ud=0,環(huán)流id=0。相反,將使得兩橋臂輸出存在差模電壓Ud=±Udc,并導(dǎo)致環(huán)流id的產(chǎn)生,數(shù)學(xué)關(guān)系如下:
由式(2)可知,環(huán)流增量?id與差模電壓 Ud及作用時間?t的乘積成正比,與環(huán)路電感 Lh成反比。
圖3所示為存在延遲差異的驅(qū)動脈沖波形,以此為例分析其對環(huán)流影響。在具有周期重復(fù)性的 7個時間段中
式中,tdead為上下管驅(qū)動脈沖死區(qū)時間;?tdelay為兩功率模塊驅(qū)動脈沖延遲差異時間。
圖3 存在延遲差異的驅(qū)動脈沖波形Fig.3 Driving pulses with different transmission delay
當電流i1、i2為正時,存在下列情況:
(1)在?t3時間段,差模電壓Ud=Udc,環(huán)流正增量為?id+=Udc?t3/Lh。
(2)在?t5時間段,差模電壓 Ud=-Udc,環(huán)流負增量為?id-=-Udc?t5/Lh。
(3)在其他時間段,差模電壓Ud為零,環(huán)流增量為零。
根據(jù)前面分析,在忽略器件等效內(nèi)阻和線路寄生電阻情況下,如果?t3=?t5(i1、i2為正時),一個調(diào)制周期內(nèi)環(huán)流正負增量可以相互抵消,環(huán)流在零軸上下波動,直流分量為零,如圖4a所示。否則,環(huán)流將發(fā)生單向偏移,最后導(dǎo)致嚴重不均流發(fā)生。i1、i2為正,?t3>?t5時,環(huán)流發(fā)生正向偏移,如圖4b所示。
圖4 環(huán)流示意圖Fig.4 Figure of circulating current
實際情況下,由于器件等效內(nèi)阻和環(huán)路寄生電阻的存在,在Ud=0的時間段環(huán)流id并非保持不變,而是按照RL模型衰減。圖 5為RL衰減模型,Rh為環(huán)路等效電阻,id(0)為環(huán)流初始值。
圖5 環(huán)流衰減模型Fig.5 Attenuation model of circulating current
環(huán)流衰減公式為
同樣以 i1、i2為正時為例,一個調(diào)制周期中,其環(huán)流衰減波形如圖 6所示,其中,idp(0)代表正向環(huán)流最大值,idn(0)代表負向環(huán)流最大值。
圖6 環(huán)流衰減波形Fig.6 Attenuation waveform of circulating current
因此,在考慮環(huán)流衰減的情況下,即使?t3與?t5存在微小的差異,也能夠?qū)h(huán)流限制在零軸附近波動,而不發(fā)生嚴重偏移。
由圖4a和圖6可知,環(huán)流總是在零軸上下波動,且環(huán)流最大值總是小于環(huán)流增量?id。因此,通過限制環(huán)流增量?id,就達到限制環(huán)流最大值的目的。
考慮到線路寄生電感 Ls都比較小(1~2μH),所以需要外加電感來增大環(huán)路電感Lh,從而限制環(huán)流。
為了保證并聯(lián)點A之前主電路參數(shù)的對稱性,可以采取如下兩種方案:
(1)雙獨立電感抑制動態(tài)環(huán)流方案。如圖 7a所示,兩個參數(shù)相同(L1=L2)的獨立電感分別串到兩個功率模塊交流輸出與并聯(lián)點A之間。由于流過電感L1、L2的電流非常大,為了防止電感飽和,必須選用較大體積的磁心或者采用空心電感,從而大大增加裝置體積和重量。
(2)差模電感抑制動態(tài)環(huán)流方案。圖7b所示為采用差模電感抑制環(huán)流的方案,由于 i1、i2中的共模電流分量在差模電感 Ld磁心中產(chǎn)生的磁通相互抵消,只有環(huán)流id會在磁心中產(chǎn)生磁通,而環(huán)流id通常遠小于i1、i2,因此電感磁心體積可以大大減小。此外,差模電感能夠更好地保證兩個并聯(lián)支路參數(shù)的一致性。
實際應(yīng)用中,差模電感可按如下公式進行取值:
式中 Udc——直流電壓;
?td——兩功率模塊開關(guān)動作時刻最大差異;
?id——并聯(lián)允許的最小環(huán)流。
圖7 兩種環(huán)流抑制方案Fig.7 Two methods to suppress the circulating current
本文設(shè)計了圖8所示的基于無源逆變的并聯(lián)測試電路,其中各相均為圖2所示的兩個功率模塊并聯(lián),三相逆變輸出接阻感負載。
圖8 功率模塊并聯(lián)測試電路Fig.8 Test circuit for power modules parallel
為了驗證文中所述環(huán)流形成機理,首先用Matlab中Simulink搭建了圖8所示的仿真電路,主要仿真參數(shù)如下:并聯(lián)支路寄生電感 Ls=10μH,開關(guān)頻率fs=2kHz,同一相并聯(lián)的兩個功率模塊驅(qū)動脈沖如圖3所示,脈沖延遲差異?tdelay=2μs,死區(qū)時間tdead=6μs,仿真結(jié)果如圖9所示。
圖9 仿真波形Fig.9 Simulation waveforms
從圖9可以看出,兩個功率模塊輸出電流ia1、ia2上都有較大的毛刺。該毛刺是因為兩功率模塊開關(guān)時刻差異造成的環(huán)流 ia1-ia2引起的,其持續(xù)時間雖短,但是幅值較大,長期重復(fù)作用于器件會增加發(fā)熱、縮短器件壽命。值得注意的是,總輸出電流 ia1+ia2波形上沒有毛刺,說明并聯(lián)環(huán)流并不反映到總輸出電流上,因此實際應(yīng)用中很容易被人忽視。
其次,采用西門康公司的 SKIIP智能功率模塊實際搭建了圖 8所示的測試電路。根據(jù)廠家數(shù)據(jù)手冊,兩個功率模塊參數(shù)差異造成的開關(guān)時刻差異最大僅為 150ns。但由于模塊間采用銅排連接,并聯(lián)回路寄生電感只有 1~2μH左右,所以各功率模塊輸出電流上毛刺仍然較大,實驗波形如圖10所示。
圖10 未加電感時功率模塊輸出電流波形Fig.10 Current waveforms of paralleled power modules without extra inductance
外加電感對抑制并聯(lián)環(huán)流的作用也通過實驗進行了驗證。圖11所示為外加電感后兩模塊輸出電流波形。
圖11 外加電感后功率模塊輸出電流波形Fig.11 Current waveforms of paralleled power modules with extra inductance
實驗發(fā)現(xiàn),外加兩個 10μH獨立電感與外加一個 20μH差模電感對環(huán)流的抑制效果相當,但是差模電感體積和重量遠小于兩個獨立電感。
為進一步說明功率模塊并聯(lián)的有效性,定義電流有效值不均流度為
式中,I1、I2分別為兩并聯(lián)支路電流有效值。
實驗中對各相中兩并聯(lián)功率模塊輸出電流有效值進行了記錄,下表中所示為一組典型數(shù)據(jù)。
從表中可知,各相并聯(lián)功率模塊輸出電流有效值不均流度小于10%,能夠滿足工程應(yīng)用要求。
表 并聯(lián)功率模塊輸出電流有效值Tab. Current RMS of each paralleled power module
為了在保證系統(tǒng)的可靠性的前提下進一步提高單臺變流器容量,提出了功率模塊并聯(lián)技術(shù)方案,分析了并聯(lián)環(huán)流產(chǎn)生機理,給出了環(huán)流抑制措施,并借助于仿真和實驗進行了驗證,得出如下結(jié)論:
(1)并聯(lián)功率模塊之間開關(guān)時刻的差異,是并聯(lián)環(huán)流產(chǎn)生的根源,外加電感可以起到抑制環(huán)流的作用。
(2)在相同環(huán)流抑制效果情況下,差模電感的體積和重量遠小于兩個獨立電感,且更能夠保證并聯(lián)支路參數(shù)的一致性。
(3)相同的器件和對稱的主電路結(jié)構(gòu)能夠保證并聯(lián)功率模塊電流有效值不均流度小于10%,可以滿足工程應(yīng)用需要。
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