一種HARQ軟合并方法及其在LTE中的應(yīng)用

林挺萃

（新郵通通信設(shè)備有限公司 廣州 510663）

1 引言

在現(xiàn)代無線通信中，數(shù)據(jù)傳輸?shù)臏?zhǔn)確性與數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃俾适峭戎匾?。視頻、語音通話等應(yīng)用對(duì)數(shù)據(jù)傳輸速率及穩(wěn)定性有較高要求，而網(wǎng)頁、郵件等應(yīng)用對(duì)數(shù)據(jù)傳輸準(zhǔn)確性則有較高要求。為保證數(shù)據(jù)的準(zhǔn)確性，現(xiàn)代通信系統(tǒng)都會(huì)采取重傳機(jī)制。

ARQ（automatic repeat request，自動(dòng)重傳請(qǐng)求）是指在數(shù)據(jù)包出錯(cuò)情況下重發(fā)出錯(cuò)的數(shù)據(jù)包，直至成功。在ARQ系統(tǒng)中，每次重發(fā)相同的數(shù)據(jù)包，接收端正確接收時(shí)往發(fā)送端返回ACK信號(hào)，開始等待下一個(gè)數(shù)據(jù)包；發(fā)送采取計(jì)時(shí)等待方式，接收端超時(shí)未收到或者收到譯碼錯(cuò)誤的數(shù)據(jù)包，將向發(fā)送端返回NACK信號(hào)，開始等待下一個(gè)重傳包。

HARQ（hybrid automatic repeat request，混合自動(dòng)重傳請(qǐng)求）是在ARQ的基礎(chǔ)上，提高數(shù)據(jù)準(zhǔn)確率同時(shí)提高數(shù)據(jù)傳輸速率的一個(gè)重大改進(jìn)。HARQ系統(tǒng)并不丟棄錯(cuò)誤接收的數(shù)據(jù)包，而是把數(shù)據(jù)包存儲(chǔ)起來，當(dāng)收到重傳包時(shí)，把兩個(gè)接收包按照一定的比例因子合并起來，由于錯(cuò)誤包中依然含有一定的信息量，則合并之后能取得比合并前更好的性能。HARQ合并包括chase合并[1]與IR合并[2]。

本文主要對(duì)HARQ在LTE系統(tǒng)中的使用進(jìn)行研究，在高速移動(dòng)信道的情況下，改進(jìn)LTE上行PUSCH接收機(jī)的架構(gòu)模型，把HARQ合并解碼與普通數(shù)據(jù)包解碼結(jié)合起來，使之既能應(yīng)付平坦信道下的重傳包合并，也能應(yīng)付高速移動(dòng)信道下的數(shù)據(jù)包傳輸，并從理論上得出這種新型接收機(jī)的改進(jìn)量。

2 PUSCH接收機(jī)中的HARQ模型

在3GPP LTE現(xiàn)行協(xié)議及草案中，規(guī)定了PUSCH上行發(fā)送包的模型架構(gòu)，其中HARQ合并采用的是IR合并法，即發(fā)送機(jī)兩次發(fā)送之間不一定發(fā)送同樣的數(shù)據(jù)，可以發(fā)送不同的數(shù)據(jù)（可部分重疊），然后在接收端合并后能得到更多的消息，從而提高譯碼性能。

根據(jù)3GPP TS 36.212 v8.7.0和3GPP 36.211 v8.7.0協(xié)議[3,4]，可以得到上行PUSCH數(shù)據(jù)用戶端發(fā)送機(jī)的架構(gòu)，如圖1所示。

為接收端添加HARQ合并模塊、信道估計(jì)與補(bǔ)償模塊（采用MMSE補(bǔ)償法），把接收過程逆轉(zhuǎn)，得到傳統(tǒng)的上行PUSCH接收機(jī)的架構(gòu)，如圖2所示。

當(dāng)不同數(shù)據(jù)幀間HARQ合并時(shí)間差大于信道相干時(shí)間，即用戶在一定移動(dòng)速度下（按數(shù)據(jù)幀HARQ合并時(shí)間差8 ms計(jì)算，則用戶移動(dòng)速度大于22 km/h時(shí)），傳輸信道可以視為非相干信道，即對(duì)于同一個(gè)數(shù)據(jù)，兩次接收結(jié)果不相關(guān)。對(duì)任一數(shù)據(jù)包，設(shè)第i次（0≤i≤N，N為數(shù)據(jù)幀最大重傳次數(shù)）重傳接收結(jié)果為Ai，譯碼后校驗(yàn)錯(cuò)誤；再次重傳后，設(shè)接收結(jié)果為Ai+1，則Ai與Ai+1不相關(guān)。根據(jù)IR合并原則，把 Ai與 Ai+1分別乘以定值因子 αi和 αi+1（0<αi<1，0<αi+1<1）后合并相加，得到HARQ合并包M，即：

M與Ai+1相關(guān)系數(shù)為αi+1，即M與Ai+1部分相關(guān)。αi+1越小，M與Ai+1相關(guān)性越低。

由于HARQ合并是針對(duì)碼塊進(jìn)行的，而重傳是針對(duì)整數(shù)據(jù)包進(jìn)行的，設(shè)碼塊第i次重傳合并后誤碼塊率為pi，碼塊數(shù)目為C，則可以得到數(shù)據(jù)包的總誤碼率為：

在信噪比固定的情況下，隨著重傳次數(shù)增多，解碼緩存區(qū)覆蓋度增加，解碼成功率升高；同時(shí)對(duì)于相重疊的緩存區(qū)數(shù)據(jù)的合并，能降低該區(qū)域數(shù)據(jù)的誤碼率（對(duì)該區(qū)域而言，相當(dāng)于兩次信道信噪比疊加[5]），因此總體合并的誤碼率遞降，即1>p0>p1>p2>…>pN>0。

相應(yīng)地，可以計(jì)算系統(tǒng)的頻譜效率。根據(jù)3GPP TS 36.213 v8.7.0協(xié)議[6]，當(dāng)調(diào)制編碼方式（modulation and coding scheme，MCS）值一定時(shí)，PUSCH信道傳輸數(shù)據(jù)比特值也可以相應(yīng)地通過查表得到，即PUSCH一次傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量D只與其MCS值IMCS相關(guān)：

為方便計(jì)算，假設(shè)只有單用戶，獨(dú)占全部帶寬，則系統(tǒng)總吞吐量Ttotal為：

系統(tǒng)頻譜效率為：

其中W為帶寬。

3 改進(jìn)的HARQ模型

在非相干信道下，可以得到如圖3所示的改進(jìn)的PUSCH接收機(jī)模型。

如圖3所示，在做HARQ合并的同時(shí)，把數(shù)據(jù)額外保留一個(gè)備份，并把該備份直接進(jìn)行解子信道交織、解碼、子塊CRC校驗(yàn)、傳輸塊CRC校驗(yàn)。而經(jīng)HARQ合并的一路數(shù)據(jù)依然進(jìn)行解子信道交織、解碼、子塊CRC校驗(yàn)、傳輸塊CRC校驗(yàn)。在兩路數(shù)據(jù)中選出CRC校驗(yàn)結(jié)果為ACK的一路作為最終結(jié)果往上發(fā)給MAC層。值得注意的是，HARQ重傳的首個(gè)版本RV0可以自解碼，但后續(xù)重傳版本與MCS、rate-matching等有關(guān)，未必可以自解碼，因此僅當(dāng)自解碼可行的時(shí)候，備份分支的輸出才會(huì)被予以考慮。

在非相干信道中，信噪比變化速率很快，同一數(shù)據(jù)包不同傳輸所經(jīng)歷的信噪比通常不同。由于每次重傳是在HARQ合并與非HARQ合并中選取正確的一個(gè)，而根據(jù)式（1）所述，HARQ合并數(shù)據(jù)與非HARQ合并數(shù)據(jù)部分相關(guān)。設(shè)不做HARQ合并時(shí)，第i次重傳的誤碼率為 ；只做HARQ合并，第i次重傳合并后誤碼塊率為pi；既做HARQ合并也直接譯碼（如圖3所示的接收機(jī)架構(gòu)），第i次重傳合并后的誤碼率為 p′i。則有： pi≤p′i≤min（ ,pi）=pi(i>0)，當(dāng)i=0時(shí)，該接收機(jī)架構(gòu)退化為非合并情況，即誤碼率p′i=p0=pi。因此，系統(tǒng)總誤碼率為：

對(duì)比式（2）與式（7）可以得到，當(dāng) N>0 時(shí)，Padvanced_total

類似§2，可以得到新模型的頻譜效率為：

由于 Padvanced_total

4 模型仿真

為綜合驗(yàn)證系統(tǒng)模型的性能，下面將分別針對(duì)系統(tǒng)誤碼率、頻譜效率、平均重傳次數(shù)進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

4.1 誤碼率

固定發(fā)送帶寬為20 MHz，針對(duì)不同信道，對(duì)比系統(tǒng)總誤碼率。平坦信道情況下，對(duì)AWGN信道分別取不同信道SNR、MCS值，對(duì)比兩個(gè)系統(tǒng)的總誤碼率；高速移動(dòng)信道情況下，采用EVA信道，令UE端時(shí)速為100 km/h，分別取不同信道SNR、MCS值，對(duì)比兩個(gè)系統(tǒng)的總誤碼率，如圖4所示，其中不同MCS值對(duì)應(yīng)于不同的發(fā)送參數(shù)，見表1[6]。

對(duì)比圖4（a）、（b）可得：改進(jìn)后的架構(gòu)在普遍情況下都能取得比原架構(gòu)更低的誤碼率，尤其在突變信道中，其對(duì)誤碼率的改進(jìn)比例相對(duì)較為顯著。

4.2 頻譜效率

固定發(fā)送帶寬為20 MHz，取普通EVA信道，時(shí)速為100 km/h，對(duì)比系統(tǒng)頻譜效率，如圖5所示。

表1 MCS值與調(diào)制方式、碼率的對(duì)應(yīng)

由圖5可以看出，在低信噪比情況下，小的MCS值能取得更高的頻譜效率，在高信噪比情況下，大的MCS值能取得更高的頻譜效率，這與MAC層對(duì)MCS的總體調(diào)度算法原則是一致的。改進(jìn)后的接收機(jī)架構(gòu)可取得比原接收機(jī)架構(gòu)更高的頻譜效率。

4.3 平均重傳次數(shù)

固定發(fā)送帶寬為20 MHz，取普通EVA信道，時(shí)速為100 km/h，對(duì)比系統(tǒng)平均重傳次數(shù)，如圖6所示。

從圖6可以看出，由于系統(tǒng)總體誤碼率的下降，改進(jìn)后的接收機(jī)架構(gòu)在普遍情況下都能取得比原接收機(jī)架構(gòu)更少的平均重傳次數(shù)，即數(shù)據(jù)傳輸?shù)臏?zhǔn)確度更高。

5 結(jié)束語

本文從理論上研究了傳統(tǒng)的LTE PUSCH接收機(jī)，并提出了一種改進(jìn)型的PUSCH接收機(jī)架構(gòu)。仿真結(jié)果表明，改進(jìn)的接收機(jī)架構(gòu)適合于各種信道并能提供一定的系統(tǒng)增益，在突變信道中提高較為顯著。從接收機(jī)實(shí)現(xiàn)的角度上，改進(jìn)的接收機(jī)架構(gòu)相比傳統(tǒng)架構(gòu)需要占用更多的硬件資源，這一點(diǎn)可以通過邏輯算法進(jìn)行精簡(jiǎn)。例如，在數(shù)據(jù)初次傳輸時(shí)，可將兩路數(shù)據(jù)處理合為一路，同時(shí)也可考慮通過采用并行運(yùn)算形式進(jìn)一步提高改進(jìn)接收機(jī)的處理速度。

1 David Chase.Code combining-a maximum-likelihood decoding approach for combining an arbitrary number of noisy packets.IEEE Transactions on Communications,1985,33(5):385～393

2 PalFrenger,Stefan Parkvall,Erik Dahlman.Performance comparison of HARQ with chase combining and incremental redundandy for HSDPA.In:Proceedings of VTS 54th,March 2001

3 3GPP TS 36.212 v8.7.0.Technical specification group radio access network evolved universal terrestrial radio access(E-UTRA)multiplexing and channel coding (Release 8),May 2009

4 3GPP TS 36.211 v8.7.0.Technical specification group radio access network evolved universal terrestrial radio access(E-UTRA)physical channels and modulation (Release 8),May 2009

5 Parkvall S,Dahlman E,Frenger P,et al.The evolution of WCDMA towards higher speed downlink packet data access.In:Proceedings IEEE Vehicular Technology Conference,Rhodes,Greece,May 6-9 2001

6 3GPP TS 36.213 v8.7.0.Technical specification group radio access network evolved universal terrestrial radio access(E-UTRA)physical layer procedures(release 8),May 2009