一種自偏置預失真線性功率放大器

陳 波,張海鵬,許生根,齊瑞生

(杭州電子科技大學電子信息學院,浙江杭州310018)

0 引 言

隨著無線通信的快速發(fā)展,對于全集成CMOS射頻收發(fā)系統(tǒng)的需求越來越大。在射頻電路中,功率放大器占據(jù)著非常重要的角色,因為它消耗了整個電路中絕大部分功耗。一個好的功率放大器不僅更加節(jié)能,增加待機時間,而且能提高整個系統(tǒng)的性能。由于高速數(shù)字無線傳輸在多媒體中應(yīng)用,正交頻分復用技術(shù)——像WiFi等標準變得非常的流行。而正交頻分復用技術(shù)(OFDM)要求無線電收發(fā)機具有非常高的線性度。功率放大器的線性度和效率存在著一個折中的關(guān)系,很難同時做到高線性度和高效率的功率放大器。CMOS射頻功率放大器有兩個主要的缺陷,一個是熱載流子效應(yīng)[1],另一個是氧化層擊穿[2,3]。這兩個問題都隨著工藝尺寸變小而變得更嚴重。本次采用SMIC 0.18μm的CMOS工藝設(shè)計了一款中心頻率為2.4GHz的功率放大器。該功率放大器采用共源——共柵結(jié)構(gòu),并且在共柵MOS管柵端采用自偏置電壓技術(shù),可以有效的防止氧化層擊穿和熱載流子效應(yīng),同時采用預失真技術(shù),增加了功率放大器的線性度。

1 預失真電路

1.1 預失真電路概述

根據(jù)功率放大器不同的失真原因,發(fā)明了許多不同種類的預失真電路。其中一種方法是通過在功率放大器的輸入端加一個非線性電容[4],從而增加電路的線性度。另一種方法是通過在輸入端并聯(lián)幾個偏置在不同電壓的MOS管[5]。

1.2 預失真電路設(shè)計

隨著輸入功率的增加,功率放大器增益會出現(xiàn)壓縮,從而導致了功率放大器在輸入功率較大時信號出現(xiàn)失真。本次設(shè)計是針對該現(xiàn)象提出的一種預失真電路,如圖1所示。該電路從VS點向M1的源端看過去相當于一個可變電阻Rds和一個電容CS并聯(lián),可變電阻Rds隨著輸入功率的增加而增加?？梢运愠鲈撾娐返腟21為:

式中,Z0大小為50Ω,是電路的特征阻抗,S21隨著Rds增加而增加。而Rds隨著電路的輸入功率增加而增加,VS點電壓也會升高。通過ADS的HARMONIC BALANCE對該電路的仿真可以看出VS點的電壓和該電路增益隨著輸入功率的變化趨勢,如圖2所示,該預失真電路的增益隨著功率的增加而增加,并且VS升高。而作為整個電路的偏置電壓時,VS升高會提高電路的增益,從而提高了壓縮點附近的線性度。

圖1 預失真電路

圖2 電壓VS和增益隨著輸入功率的變化趨勢

2 自偏置技術(shù)

用深亞微米CMOS工藝來設(shè)計功率放大器一直存在許多挑戰(zhàn),特別是氧化層擊穿和熱載流子效率帶來的限制,而且這兩種問題會隨著工藝技術(shù)的進步而變得越來越嚴重。標準的0.18μm CMOS工藝的MOS管最大的柵漏電壓為2.0V,擊穿電壓大約為4.0V。

自偏置Cascode結(jié)構(gòu)如圖3所示,隨著Vd2升高,Vg2也將跟著升高。通過改變R1、C1的值,可以使圖3中M1和M2的柵漏之間的信號擺幅相等。這樣可以推導出自偏置電路的傳遞函數(shù)H(s)為:

式中,Cgs2為M2的柵源電容。當R1或C1增加時,放大器的增益都會有所增加。但是R1或C1改變會改變M1和M2的柵漏信號擺幅,也會造成漏端節(jié)點電壓波形在輸入功率較低的情況下就開始失真。所以R1和C1的值不僅要根據(jù)確保M1和M2管盡可能有相同的柵漏信號擺幅,同時也力求在增益和線性之間有個較好的折中的要求來確定。通過ADS瞬態(tài)仿真得到的M1和M2的柵漏的信號擺幅如圖4所示。由圖4可知,M1和M2管的柵漏的信號擺幅基本相同。

圖3 自偏置Cascode結(jié)構(gòu)

圖4 ADS瞬態(tài)仿真得到的M1和M2的柵漏信號擺幅

3 完整的電路設(shè)計

本次設(shè)計的功率放大器的完整電路如圖5所示。功率放大器采用兩級放大電路結(jié)構(gòu),并且都采用共源共柵結(jié)構(gòu),在提供適當?shù)脑鲆嫱瑫r,降低Miller電容的影響,提高了前后級電路的反向隔離度。M 1,M2為第一級功率放大器,采用共源共柵結(jié)構(gòu),它工作在A類,主要起提高增益的作用;同時A類放大器擁有非常好的線性度,所以第一級提高了整個功率放大器的增益的同時也沒有降低太多的線性度。M 3,M4為第二級功率放大器,第二級也采用共源共柵結(jié)構(gòu),不過第二級工作在AB類。因為AB類放大器具有較好的線性度,同時也具有較高的效率。C1,C2,L3,為輸入匹配電路,C8,L4為輸出匹配電路,C9,L5為諧振電路,它可以抑制各次諧波。R2,C3,R6,C6為反饋電路,它們使電路穩(wěn)定的工作。L1,L2為兩個大電感,起遏制交流的作用。

通過ADS對該電路的小信號從1到3.5GHz仿真的數(shù)據(jù)如圖6所示。在2.4GHz時,S21大約在24.4dB,S11和S22分別大約為-60dB和-19dB,反向隔離度S12大約為-36dB?？梢钥闯鲈摴β史糯笃髟谳斎胼敵龆嫉玫搅撕芎玫钠ヅ?同時,反向隔離也非常的好。

圖5 功率放大器的完整電路

圖6 功率放大器的S參數(shù)

傳統(tǒng)和線性化后的功率放大器增益和輸出功率仿真結(jié)果的比較如圖7所示。傳統(tǒng)功率放大器是沒有經(jīng)過預失真處理的放大器。由圖可知傳統(tǒng)和線性化后的功率放大器在輸入小的信號功率時,它們的增益是一樣的。但是隨著輸入信號功率的增加,傳統(tǒng)功率放大器的增益很快下降,而線性化功率放大器的增益基本保持不變。線性化功率放大器的1dB壓縮點的輸出功率為22.5dBm,同時該點的PAE是25.1%。

由圖7可知,傳統(tǒng)功率放大器在輸入功率為-10dBm,增益就開始下降,造成AM-AM效應(yīng),從而導致了放大器的線性度變差。而經(jīng)過線性化的功率放大器在輸入功率-1dBm之前的增益基本上沒變化,從而使放大器在輸入大功率時候的線性度也不比輸入功率較小的時候差。圖8為對傳統(tǒng)和線性化功率放大器的IMD3。IMD3是基波和三階交調(diào)分量的差,它越小說明放大器線性度越好。由圖可見,經(jīng)過線性化后的功率放大器具有比傳統(tǒng)功率放大器小的IMD3,這也說明了預失真電路有改善線性度的作用。

圖7 增益和輸出功率的仿真結(jié)果

圖8 IMD3仿真結(jié)果

4 結(jié)束語

本次采用預失真線性化方法和自偏置電路技術(shù),設(shè)計了一款基于SMIC 0.18μm工藝的兩級共源共柵自偏置預失真線性功率放大器。經(jīng)Agilent的ADS軟件對該兩級共源共柵自偏置預失真線性功率放大器進行仿真,證實工作在2.4GHz下的該功放的大信號增益約為23dB,1dB壓縮點的輸出功率為22.5dBm,此時的PAE是25.1%。該兩級共源共柵自偏置預失真線性功率放大器相對傳統(tǒng)的功率放大器擁有較好的線性度?？梢赃\用于高速數(shù)字無線傳輸?shù)取?/p>

[1] Tirdad Sowlati,Domine M W Leenaerts.A 2.4GHz 0.18μm CMOS self-biased cascode power amp lifier,[J]ieee journal of solid-state circuits,2003,38(8):1 318-1 324.

[2] Zhang H P,Ma L J,Wei T L,etal.Experimental Research on TF SOICMOS Ring Oscillator with EM NMOSFET and AM PMOSFET Assemb lies at High Temperature[C]//In Proc.Of the 16th IEEE IPFA,2009,pp.447-450.

[3] Zhang H P,Jiang Lifei,Sun Lingling,et al.A novel SOILDMOS with a Trench Gate and Field Plate and Trench Drain for RF applications[C]//In Proc.Of ISCIT2007,2007,pp.34-39.

[4] Wang CZ,yanathanm y,Larson l e.A Capacitance-Compensation Technique for Improved Linearity in CMOSClass-AB Power Ampli?ers[J].ieee journal of solid-state circuits,2004,39(11):1 927-1 936.

[5] Kim Bonkee,Ko Jin-Su,and Lee Kwyro,A New Linearization Technique forMOSFETRF Amplifier Using Multip le Gated Transistors,ieeem icrowave and guided waveletters,2000,10(9):371-373.