具有雙陷波的超寬帶濾波器設(shè)計(jì)

摘 要 為提高超寬帶濾波器的選擇性，同時(shí)減小其他無線通信系統(tǒng)對超寬帶系統(tǒng)的干擾，設(shè)計(jì)出一種具有雙陷波且高選擇特性的超寬帶濾波器。該濾波器采用圓環(huán)型多模諧振器與輸入輸出饋線進(jìn)行耦合實(shí)現(xiàn)高選擇特性的超寬帶濾波器，在此基礎(chǔ)上加載級聯(lián)的C型諧振器產(chǎn)生兩個(gè)陷波點(diǎn)。利用HFSS進(jìn)行優(yōu)化仿真，可知該濾波器通帶為3.1～9.7 GHz，相對帶寬為103.0%，選擇因子為0.89，有效提高了濾波器的選擇特性，并且在6.86 GHz與8.15 GHz處各有一個(gè)陷波點(diǎn)，有效地避免了X波段通信衛(wèi)星和其他國家C頻段衛(wèi)星通信的干擾，證明了該設(shè)計(jì)的優(yōu)越性與實(shí)用價(jià)值。

關(guān)鍵詞 超寬帶濾波器 多模諧振器 雙陷波 選擇性

中圖分類號(hào) TP21" "文獻(xiàn)標(biāo)志碼 A"" 文章編號(hào) 1000 3932（2025）01 0126 06

自從美國聯(lián)邦通信委員會(huì)（FCC）在2002年將3.1～10.6 GHz無線頻段授權(quán)用于商用之后，超寬帶技術(shù)就吸引了大量研究人員的關(guān)注［1］。超寬帶濾波器作為超寬帶系統(tǒng)中的重要組成部件之一，其性能決定了整個(gè)超寬帶系統(tǒng)的通信質(zhì)量。

近年來，由于超寬帶技術(shù)的迅速發(fā)展，超寬帶濾波器的設(shè)計(jì)也趨于成熟。在文獻(xiàn)［2］中，作者利用高通低通濾波器級聯(lián)以獲得擁有寬阻帶的超寬帶濾波器。文獻(xiàn)［3］則使用帶通帶阻濾波器級聯(lián)設(shè)計(jì)超寬帶濾波器，但使用兩種不同的濾波器進(jìn)行級聯(lián)會(huì)使匹配困難，且最終設(shè)計(jì)尺寸較大。文獻(xiàn)［4］中，作者提出了使用多模諧振器（MMR）設(shè)計(jì)超寬帶濾波器的方法，該設(shè)計(jì)思路是超寬帶濾波器設(shè)計(jì)歷程中的里程碑，能夠大幅減小濾波器整體尺寸，且設(shè)計(jì)自由度高，自此之后，利用多模諧振器設(shè)計(jì)超寬帶濾波器成為主流方法。

在超寬帶系統(tǒng)所在的頻段中，還存在著其他無線通信系統(tǒng)的頻段，且無線頻譜資源的日益緊張，也要求濾波器擁有優(yōu)異的頻率選擇性。為滿足通信需求，文獻(xiàn)［5］利用扇形多模諧振器設(shè)計(jì)了一款具有高選擇特性的超寬帶濾波器，但由于扇形諧振器自身的缺陷，最終的濾波器僅提高了上截止頻率處的選擇性，而且沒有對超寬帶系統(tǒng)內(nèi)的雜散信號(hào)進(jìn)行屏蔽。文獻(xiàn)［6］利用傳統(tǒng)多模諧振器加載短路短截線設(shè)計(jì)超寬帶濾波器，并耦合級聯(lián)的諧振器在通帶內(nèi)形成多個(gè)陷波點(diǎn)以屏蔽其他無線通信系統(tǒng)的信號(hào)。雖然此設(shè)計(jì)方法能夠使超寬帶系統(tǒng)有效避免其他無線通信系統(tǒng)的干擾，但沒有提出有效措施來提升超寬帶濾波器的選擇特性。

針對上述設(shè)計(jì)中存在的不足，筆者設(shè)計(jì)了一款有雙陷波且具有高選擇特性的超寬帶濾波器，該濾波器采用圓環(huán)型多模諧振器實(shí)現(xiàn)高選擇特性，通過耦合級聯(lián)的C型諧振器以達(dá)到雙陷波的目的。最終，通過仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該設(shè)計(jì)的有效性與合理性。

1 超寬帶濾波器設(shè)計(jì)

1.1 圓環(huán)型多模諧振器分析

筆者設(shè)計(jì)的多模諧振器如圖1a所示，該多模諧振器由半波長的均勻阻抗諧振器、四分之一波長的階梯阻抗諧振器及兩個(gè)開路的均勻阻抗傳輸線組成。圖中Y、θ分別表示多模諧振器各枝節(jié)的導(dǎo)納與電角度。由于此多模諧振器是對稱結(jié)構(gòu)，因此可采用奇偶模理論對其進(jìn)行分析。多模諧振器的奇偶模等效電路如圖1b、c所示。圖中Y和Y分別為多模諧振器奇、偶模輸入導(dǎo)納。

在奇模激勵(lì)下，多模諧振器奇模輸入導(dǎo)納為：

Y="""" （1）

Y=""" （2）

在偶模激勵(lì)下，多模諧振器偶模輸入導(dǎo)納為：

Y=""" （3）

Y=""" （4）

Y=""" （5）

Y="" （6）

根據(jù)諧振條件Im Y=0，令Y=Y=0，

k=，k=，結(jié)合式（1）、（2），可得在奇模激勵(lì)下的諧振條件為：

k="""""" （7）

由式（7）可知，奇模諧振頻率由水平枝節(jié)長度L與L以及開路垂直枝節(jié)長度L決定。

在偶模激勵(lì)下，根據(jù)阻抗比k、k并結(jié)合式（3）～（6）可得偶模諧振條件為：

B（tan θ+ktan θ）+A（tan θtan θ-k）=0"" （8）

A=k（tan θ+ktan θ+tan θ）+tan θtan θtan θ（9）

B=k（tan θ+tan θtan θ-1）+tan θtan θ" （10）

其中，θ=βL，θ=βL，θ=βL，θ=βL，θ=βL，β為相位常數(shù)。

由式（3）～（10）可知，偶模諧振頻率由整個(gè)諧振器的枝節(jié)長度決定。

由以上分析可知，通過調(diào)整諧振器的參數(shù)能夠改變諧振頻率的分布，使諧振點(diǎn)分布在超寬帶濾波器所需的頻帶內(nèi)。利用三維電磁仿真軟件HFSS對其進(jìn)行仿真，可以觀察到在弱耦合條件下的諧振點(diǎn)分布，如圖2所示。

從圖2中可以看出，在弱耦合條件下，多模諧振器有5個(gè)諧振點(diǎn)，通過改變諧振器枝節(jié)的長度，可以改變諧振點(diǎn)，由此驗(yàn)證了對圓環(huán)型多模諧振器理論分析的正確性。并且可以觀察到，在上下頻帶各有一個(gè)傳輸零點(diǎn)，能夠有效提高超寬帶濾波器的選擇特性。綜上所述，在利用圓環(huán)型多模諧振器設(shè)計(jì)超寬帶濾波器時(shí)，可通過調(diào)整枝節(jié)長度，使諧振點(diǎn)分布在通帶中，而后通過進(jìn)一步耦合完成超寬帶濾波器的設(shè)計(jì)。

1.2 超寬帶濾波器設(shè)計(jì)與仿真

結(jié)合以上分析，設(shè)計(jì)的超寬帶濾波器整體結(jié)構(gòu)如圖3所示。為加強(qiáng)耦合，將圓環(huán)型多模諧振器與輸入輸出饋線進(jìn)行交趾耦合，并在輸入輸出饋線下方使用缺陷地結(jié)構(gòu)，如圖3陰影部分所示。同時(shí)，為改善濾波器帶內(nèi)插損，輸入輸出饋線采用了階梯型結(jié)構(gòu)［7］。

本次設(shè)計(jì)采用介電常數(shù)ε=2.5的Arlon AD250A介質(zhì)基板，厚度為0.8 mm，使用HFSS進(jìn)行仿真分析，得到超寬帶濾波器的S參數(shù)圖如圖4所示，圖中S（1，1）為回波損耗，表示阻抗匹配情況；S（2，1）為插入損耗，表示信號(hào)損耗情況。

由圖4可知，本次設(shè)計(jì)的超寬帶濾波器帶寬為3.4～9.8 GHz，回波損耗小于10 dB，且在上下截止頻率處各有一個(gè)傳輸零點(diǎn)，使濾波器的選擇因子S.F.為0.89，有效提升了超寬帶濾波器的選擇性。濾波器的選擇因子定義如下［8］：

S.F.=""""""" （11）

其中，f、f分別表示濾波器上下截止頻率為3 dB處和30 dB處的帶寬。

2 雙陷波超寬帶濾波器設(shè)計(jì)

在超寬帶系統(tǒng)所在的頻段內(nèi)，還存在著其他無線通信系統(tǒng)，為屏蔽這些干擾信號(hào)，需在超寬帶濾波器通帶內(nèi)引入陷波點(diǎn)。引入陷波點(diǎn)的方法有很多，如加載開路短截線［9］、耦合E型諧振器［10］、使用缺陷地結(jié)構(gòu)［11］等。

本次設(shè)計(jì)采用級聯(lián)的C型諧振器與多模諧振器耦合以產(chǎn)生雙陷波點(diǎn)。雙陷波超寬帶濾波器整體結(jié)構(gòu)如圖5所示，位于多模諧振器下方的第1個(gè)C型諧振器在8.15 GHz處產(chǎn)生一個(gè)陷波點(diǎn)，與之級聯(lián)的第2個(gè)C型諧振器在6.86 GHz處產(chǎn)生第2個(gè)陷波點(diǎn)。為避免微帶線的不連續(xù)性對濾波器性能產(chǎn)生影響，故不對C型諧振器進(jìn)行彎折處理。

C型諧振器的諧振頻率計(jì)算式如下：

f="""""" （12）

其中，f為諧振頻率，c為真空中的光速，L為諧振器長度，ε為等效介電常數(shù)［12］。

單個(gè)C型諧振器可在超寬帶濾波器通帶內(nèi)產(chǎn)生一個(gè)陷波點(diǎn)，根據(jù)式（11）可確定諧振器枝節(jié)長度與陷波點(diǎn)所在頻率。對不同枝節(jié)長度的C型諧振器進(jìn)行電磁仿真，可得到具有單陷波的超寬帶濾波器S參數(shù)圖，如圖6所示。在枝節(jié)長度改變時(shí)，陷波點(diǎn)所在的頻率也隨之改變，由此可知，能夠通過調(diào)節(jié)諧振器枝節(jié)的長度來控制陷波點(diǎn)的位置。

將兩個(gè)C型諧振器級聯(lián)之后，超寬帶濾波器的S參數(shù)圖如圖7所示。

從圖7中可以看出，當(dāng)級聯(lián)的兩個(gè)C型諧振器保持C型諧振器枝節(jié)長度不變，僅改變級聯(lián)枝節(jié)L8的長度時(shí)，濾波器的陷波位置沒有發(fā)生變化，隨之變化的是濾波器的通帶寬度和陷波深度，因此，可以確定，兩個(gè)C型諧振器分別控制兩個(gè)陷波點(diǎn)的陷波位置，而級聯(lián)枝節(jié)長度L8控制著整個(gè)濾波器的通帶寬度與陷波深度。為使通帶符合設(shè)計(jì)初始目標(biāo)，并且使兩個(gè)陷波點(diǎn)擁有足夠的陷波深度，利用HFSS對級聯(lián)枝節(jié)長度L8進(jìn)行不斷優(yōu)化調(diào)整。

3 仿真分析與對比

對濾波器結(jié)構(gòu)進(jìn)行不斷優(yōu)化，濾波器整體結(jié)構(gòu)參數(shù)見表1。

使用電磁仿真軟件HFSS對超寬帶濾波器進(jìn)行仿真驗(yàn)證，仿真結(jié)果如圖8所示。由圖8可知，本次設(shè)計(jì)的超寬帶濾波器通帶范圍為3.1～9.7 GHz，通帶較為平坦，波紋較小，相對帶寬為103.0%，并且上下截止頻率處選擇性較好，選擇因子為0.89，截止頻率處的衰減分別為50 dB與25 dB，同時(shí)兩個(gè)陷波點(diǎn)分別位于6.86 GHz與8.15 GHz處，陷波帶寬為6.7～7.1 GHz和7.6～8.8 GHz，且陷波深度均大于20 dB。由此可知，該濾波器性能良好。

表2為筆者設(shè)計(jì)的濾波器與其他文獻(xiàn)所設(shè)計(jì)的濾波器的性能對比。由表2可知，與文獻(xiàn)［13］相比，同樣使用圓環(huán)型多模諧振器設(shè)計(jì)超寬帶濾波器，筆者的設(shè)計(jì)在圓環(huán)型多模諧振器上增加了開路型短截線，并通過改變阻抗比的方法增加了諧振點(diǎn)與傳輸零點(diǎn)，不僅提高了濾波器的選擇性，并且引入了陷波點(diǎn)，避免了其他無線通信系統(tǒng)對超寬帶系統(tǒng)的干擾，有效提高了超寬帶系統(tǒng)的通信質(zhì)量。與表2中其他文獻(xiàn)進(jìn)行比較，筆者設(shè)計(jì)的濾波器在擁有高選擇特性的同時(shí)，還具有雙陷波的特性，能有效屏蔽其他無線通信系統(tǒng)的干擾。

表2 筆者設(shè)計(jì)的濾波器與其他文獻(xiàn)方法的對比

4 結(jié)束語

利用圓環(huán)型多模諧振器與輸入輸出饋線進(jìn)行交趾耦合的方式設(shè)計(jì)超寬帶濾波器，并在輸入輸出饋線下方使用缺陷地結(jié)構(gòu)以提高耦合度，通過耦合級聯(lián)的C型諧振器實(shí)現(xiàn)雙陷波超寬帶濾波器的設(shè)計(jì)。所設(shè)計(jì)的雙陷波超寬帶濾波器分別在6.86 GHz與8.15 GHz產(chǎn)生陷波，有效抑制了X波段通信衛(wèi)星和其他國家C頻段通信衛(wèi)星的干擾。通過理論分析與電磁仿真驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的合理性，該濾波器選擇特性與屏蔽干擾能力都相對良好，且結(jié)構(gòu)緊湊，具有良好的應(yīng)用價(jià)值。

參 考 文 獻(xiàn)

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（收稿日期：2024-07-10，修回日期：2024-12-26）

Design of the UWB Filter with Double Notching

HOU Ming1， ZHOU Zhen yu1， LI Xiao zhen2， XU Kai xin1

（1. Faculty of Information Engineering and Automation， Kunming University of Technology；

2. School of Information Engineering， Kunming University）

Abstract"" For purpose of improving selectivity of the ultra wideband（UWB） filter and reduce interferences from other wireless communication systems to the ultra wideband system， an UWB filter with double notching and high selection characteristics was designed， which has a ring type multi mode resonator coupled with the input and output feeders to realize a high selection characteristics， and then on this basis， it employs a cascaded C type resonator to generate two notch points. Making use of HFSS optimize the simulation shows that， the filter transmission band stays at 3.1 GHz to 9.7 GHz， and the relative bandwidth is 103.0% together with a selection factor of 0.89， which effectively improves the filter selection characteristics; in addition， a notching point at 6.86 GHz and 8.15 GHz can be seen respectively to avoid the interference from both X band communication satellites and C band ones， which can prove both superiority and practical value of this design.

Key words"" UWB filter， multimode resonator， double notching， selectivity