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    一種高性能、高PSR的LDO設(shè)計(jì)

    2024-12-31 00:00:00唐作濤朱春茂張霖
    電子產(chǎn)品世界 2024年10期
    關(guān)鍵詞:高增益

    摘要:研究分析了傳統(tǒng)低壓差線性穩(wěn)壓器(low dropout regulator,LDO)的結(jié)構(gòu)、電源紋波對(duì)輸出端的影響。針對(duì)傳統(tǒng)LDO 相位裕度不夠,電源電壓抑制(power supply rejection,PSR)效果下降的情況,采用0.35 μm 標(biāo)準(zhǔn)互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(complementary metal-oxide-semiconductor,CMOS)工藝設(shè)計(jì)了一款高性能、高PSR 的LDO,在較寬的負(fù)載電流范圍內(nèi)有較好的相位裕度與電源抑制。仿真結(jié)果表明,負(fù)載電流為5 mA 時(shí)的低頻PSR 為-49 dB,負(fù)載電流為75 mA 時(shí)的低頻PSR 可達(dá)-79 dB;系統(tǒng)在負(fù)載電流范圍為5 ~ 75 mA 內(nèi)均能正常工作,且該范圍內(nèi)的相位裕度均超過55°。

    關(guān)鍵詞:低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO);電源電壓抑制(PSR);相位裕度;高增益

    中圖分類號(hào):TN432;TM44 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A

    0 引言

    隨著現(xiàn)代科技的不斷發(fā)展,電子設(shè)備的性能也不斷提高。芯片是大多數(shù)電子設(shè)備中不可或缺的部分,其常見的供電系統(tǒng)主要包括開關(guān)電源、低壓差線性穩(wěn)壓器(low dropout regulator,LDO)、電荷泵等。在這些供電系統(tǒng)中,LDO 具有極小的輸出電壓紋波和較低的功率損耗,并且不斷縮小的LDO輸入與輸出之間的差值,也可以使LDO 具有較好的能量轉(zhuǎn)換效率[1]。

    近年來,關(guān)于LDO 性能提升的研究很多。例如,韓旭等[2] 提出基于翻轉(zhuǎn)電壓跟隨器(flippedvoltage follower,F(xiàn)VF) 的無片外電容LDO, 在1.2 V 的電源下靜態(tài)消耗電流為13.2 μA,下沖電壓為341 mV。由此可以看出,其靜態(tài)功耗較低,但下沖電壓過大,對(duì)于限制下沖電壓的場(chǎng)合顯然不適用。肖皓洋等[3] 提出了一種LDO,其電源電壓抑制(power supply rejection,PSR)效果顯著,但是功耗過高。本文通過采用折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)放大器和低壓共源共柵電流鏡負(fù)載中間級(jí)的方法,極大提高了LDO 低頻的PSR,設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了一款輸入電壓為2 V、輸出電壓為1.7 V 的高PSR 的 LDO。

    1 LDO分析

    1.1 LDO 原理介紹

    傳統(tǒng)LDO 結(jié)構(gòu)主要由誤差放大器、功率管以及反饋網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成。LDO 的主要工作原理是采集來自電阻反饋網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓,將其與一個(gè)參考電壓進(jìn)行對(duì)比,再由誤差放大器將電壓差信號(hào)放大,輸送至功率管的柵端進(jìn)行線性調(diào)整,使輸出電壓與參考電壓維持相應(yīng)的比值不變,從而產(chǎn)生穩(wěn)定的電壓輸出[4]。

    1.2 LDO 的PSR 分析

    PSR 反映了系統(tǒng)對(duì)于輸入電源所帶紋波傳遞到其輸出端的抑制效果。圖1 展示了LDO 紋波產(chǎn)生的主要來源。通常LDO 的紋波主要包括兩條傳播路徑:一條是誤差放大器上的輸入電壓VIN 的紋波和參考電壓 VREF 產(chǎn)生的紋波可以通過后續(xù)電路經(jīng)功率管MP 傳遞到輸出端;另外一條是VIN 產(chǎn)生的紋波直接經(jīng)功率管傳遞到輸出端。

    誤差放大器的輸入電源電壓VIN 和參考電壓VREF 上的紋波傳輸至輸出端時(shí)產(chǎn)生的影響可以表示如下[5]:

    式中,VIN_ripple 為誤差放大器在VIN 處的紋波電壓,VOUT_ripple 為誤差放大器在VOUT 處的紋波電壓,gm,p為功率管MP 的跨導(dǎo),Ztot 為輸出端等效總阻抗,Aeo為誤差放大器的增益,S 為復(fù)頻域因子,R1、R2 為反饋電阻,Pe 為誤差放大器的主極點(diǎn),PSRRe 為誤差放大器的電源抑制比,PSRBG 為提供VREF 恒定電壓的電壓基準(zhǔn)源電源抑制。

    由式(1)可以看出,當(dāng)頻率(復(fù)頻域因子S)升高時(shí),由于誤差放大器主極點(diǎn)Pe 的存在,式(1)將趨近于0。因此,由誤差放大器和電壓基準(zhǔn)源產(chǎn)生的紋波將不會(huì)傳輸?shù)捷敵龆耍琇DO 具有良好的PSR 效果。

    圖2 為L(zhǎng)DO 輸出端紋波電壓傳輸路徑等效示意圖,處于功率管MP 的源端由電源輸入電壓VIN 產(chǎn)生的紋波對(duì)輸出端紋波的影響分析如下。

    已知PSR 的定義:

    由圖2 可知,經(jīng)功率管源端的紋波輸入與 VOUT端的紋波輸出間滿足rds(功率管MP 源漏間的等效電阻)與 Zo-(f 考慮了電壓負(fù)反饋效果后的實(shí)際阻抗)的分壓關(guān)系。通過電阻分壓可以得到:

    式中,β 為反饋系數(shù),AOL 為L(zhǎng)DO 的開環(huán)增益。

    因此式(2)可以轉(zhuǎn)化為:

    由式(4)可知,開環(huán)增益越大,PSR 效果越好。因此,本文采用能提供高增益的折疊式共源共柵放大器作為誤差放大器,從而保證較高的PSR。

    1.3 LDO 的PSR 提升方案

    傳統(tǒng)提升 PSR 的電路結(jié)構(gòu)如圖3 所示,其中BUFFER 為緩沖級(jí),VFB 為反饋電壓,電路主要通過在功率管前級(jí)增加一個(gè)柵漏短接的 MOS 管來實(shí)現(xiàn)。當(dāng) VIN(M2 的源端)上存在紋波時(shí),由于晶體管M1 的電流恒定,且M1 的電流流過晶體管M2,因此M2 的電流也保持不變。同時(shí),M2 的柵端也必須產(chǎn)生相等的紋波電壓,才能使得 M2 的電流保持不變。M2 的電流I 計(jì)算公式:

    式中,K 為常數(shù),W/L 為M2 的寬長(zhǎng)比,VS、VG 分別為M2 的源、柵端電壓,V_ripple1 為M2 的S 端的紋波電壓,V_ripple2 為M2 的G 端的紋波電壓,Vthp 為M2 的閾值電壓。

    由式( 5) 可知,為了滿足電流恒定,當(dāng) VIN 上存在V_ripple1 時(shí),M2 的柵端必須產(chǎn)生與V_ripple1 數(shù)值相等的V_ripple2。而 M2 的柵端與功率管MP 的柵端相連,因此功率管MP 柵源端存在相等的紋波電壓,所以流過MP 的電流不受電源紋波的影響,從而使得VOUT 處的電壓不受電源紋波的影響。

    但是當(dāng)考慮溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)時(shí),I 的計(jì)算公式則變?yōu)椋?/p>

    式中,λ 為溝道調(diào)制系數(shù),VSD 為晶體管的源漏電壓。

    由式(6) 可知, 電流 I 的表達(dá)式增加了(1+λVSD)。因?yàn)镸1 管的源端接地, 所以流過M1 的電流會(huì)隨著其漏端電壓發(fā)生變化。這使得V_ripple1 ≠ V_ripple2,因此會(huì)將V_ripple 引入 M1 的電流。

    而 M1 的漏端又與 M2 的柵端相連,從而使得MP 的源端紋波電壓與柵端紋波電壓不相等,導(dǎo)致MP 產(chǎn)生不純凈的電流,使得VOUT 存在紋波。

    基于此,本文采用一種基于柵漏跨接晶體管作為P 溝道MOS 管負(fù)載的鏡像電路作為緩沖級(jí)。如圖4 所示,流過M2 的電流I 受VIN 紋波電壓的影響:

    式中,gm1 為M1 的等效跨導(dǎo),ro1、ro3 分別為晶體管M1、M3 的等效電阻。

    而傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)導(dǎo)致的紋波電壓對(duì)電流的影響:

    式中,ro2 為晶體管M2 的等效阻抗。

    可以看出電流受紋波的影響減小了 M1 的本征增益倍,因此 LDO 的輸出端紋波得到抑制。

    由波紋的傳輸路徑分析可以看出,誤差放大器輸入端 VREF 紋波及功率管源端紋波,都會(huì)影響LDO 的低頻 PSR,而高頻處的PSR 主要受功率管源端的紋波影響,因此本文采用折疊式共源共柵放大器來提升低頻PSR,并且通過帶緩沖級(jí)的PSR 提升結(jié)構(gòu)對(duì)高頻PSR 進(jìn)行抑制。

    2 LDO電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

    2.1 LDO 整體電路介紹

    本文設(shè)計(jì)的LDO 整體結(jié)構(gòu)如圖 5 所示。與傳統(tǒng)的LDO 相比,本設(shè)計(jì)采用了多級(jí)級(jí)聯(lián)的結(jié)構(gòu)。其中,第一級(jí)采用折疊式共源共柵結(jié)構(gòu);第二級(jí)采用低壓共源共柵電流鏡負(fù)載結(jié)構(gòu)。第二級(jí)的輸出接到功率管MP 的柵極,LDO 輸出端設(shè)置分壓電阻反饋網(wǎng)絡(luò)和負(fù)載電容等效串聯(lián)電阻( equivalent seriesresistance,ESR) 補(bǔ)償結(jié)構(gòu)。

    圖5 中M2 ~ M11 構(gòu)成折疊式共源共柵結(jié)構(gòu),為 LDO 提供較大的環(huán)路增益,同時(shí)使得LDO 在低頻下具有較高的PSR。M12 作為帶電流鏡負(fù)載的共源級(jí)放大器的輸入,晶體管M13、M14、M15、M16共同構(gòu)成低壓共源共柵電流鏡,使得流過M17(柵漏短接的 MOS 管)的電流更純凈,并且在M17 柵端產(chǎn)生與VIN 端大小相等的紋波電壓,從而減小輸出電壓的紋波擾動(dòng)。為了給負(fù)載提供較大的輸出電流,需要將MP 的尺寸設(shè)計(jì)得較大。由分壓電阻R1、R2 及誤差放大器構(gòu)成的反饋網(wǎng)絡(luò)通過負(fù)反饋機(jī)制使得輸出電壓穩(wěn)定在1.7 V。當(dāng)負(fù)載電流突然產(chǎn)生變化時(shí),由于負(fù)載電容CL 的存在,使得輸出電壓不至于產(chǎn)生突然的急劇變化。由于負(fù)載電容上的等效串聯(lián)電阻RESR 的存在,會(huì)產(chǎn)生左半平面的零點(diǎn),從而抵消次極點(diǎn)的影響。由于共源共柵放大器的輸出電阻極大,使得第一級(jí)輸出端的極點(diǎn)頻率較低,進(jìn)而導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。因此,在第一級(jí)共源共柵放大器的輸出端與功率管的漏端之間接上具有調(diào)零電阻的密勒電容Cm 進(jìn)行頻率補(bǔ)償,增加系統(tǒng)的相位裕度。

    2.2 環(huán)路穩(wěn)定性

    基于電路結(jié)構(gòu),推導(dǎo)出本文設(shè)計(jì)的LDO 的傳輸方程計(jì)算公式:

    式中,Lo 為低頻環(huán)路增益,P1、P2、P3 分別為第一級(jí)放大器輸出端極點(diǎn)、功率管柵端極點(diǎn)以及LDO輸出端極點(diǎn),Z1、Z2 為系統(tǒng)的兩個(gè)零點(diǎn)。

    式(9)中的Lo、P1、P2、P3、Z1、Z2 的計(jì)算公式如下:

    式中,gm3 為折疊共源共柵結(jié)構(gòu)的輸入管M3 的跨導(dǎo),gm7 為晶體管M7 的跨導(dǎo),ro5、ro7、ro17 為晶體管M5、M7、M17 的等效輸出電阻,gm12 為第二級(jí)輸入管 M12 的跨導(dǎo),gm,p 為MP 的跨導(dǎo),rm,p 為MP的等效電阻,Cm、Rm 分別為密勒電容和調(diào)零電阻,CL 為負(fù)載電容,RESR 為輸出電容串聯(lián)等效電阻。

    環(huán)路存在3 個(gè)極點(diǎn),這會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定,因此選擇在 Cm 處串聯(lián)Rm,以產(chǎn)生一個(gè)零點(diǎn)來對(duì)環(huán)路的頻率響應(yīng)進(jìn)行補(bǔ)償。為降低由于負(fù)載電流的突然變化導(dǎo)致的輸出電壓的瞬間變化所造成的不良影響,通常在輸出端接大電容。這個(gè)因素加上輸出端的等效大電阻,導(dǎo)致輸出端極點(diǎn)頻率較低,進(jìn)而影響電路的穩(wěn)定性。通過選取合適的電阻、電容取值,使第三極點(diǎn)和第二零點(diǎn)處于高于單位增益帶寬(unity-gain bandwidth,UGB)的地方,并且讓第一零點(diǎn) Z1 的位置盡可能靠近次極點(diǎn),以抵消其對(duì)系統(tǒng)相位裕度變化的影響,提升系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

    3 電路仿真分析

    本文設(shè)計(jì)的LDO 采用2 V 的輸入電源電壓,輸出電壓為1.7 V,最大負(fù)載電流為75 mA,電壓差為0.3 V。LDO 輸出端負(fù)載電容為4.5 μF,其串聯(lián)等效電阻為2.5 Ω。為了驗(yàn)證該 LDO 的環(huán)路穩(wěn)定性和電源抑制效果,本文基于0.35 μm 標(biāo)準(zhǔn)互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(complementary metal-oxide-semiconductor,CMOS)工藝,通過Cadence Virtuoso 仿真平臺(tái)進(jìn)行測(cè)試仿真。

    3.1 環(huán)路穩(wěn)定性仿真

    圖 6 展示了 LDO 在 5 ~ 75 mA 負(fù)載電流范圍內(nèi)工作時(shí)的相位裕度和環(huán)路增益。從圖6 可以看出,系統(tǒng)在全域范圍內(nèi)相位裕度均大于55°,環(huán)路增益均超過80 dB。此外,隨著負(fù)載電流的增加,相位裕度不斷增加,系統(tǒng)的穩(wěn)定性不斷增強(qiáng),符合消費(fèi)性電子應(yīng)用需求。

    3.2 PSR 仿真

    圖7 為不同負(fù)載電流下 LDO 的PSR 曲線圖。由圖7 可知,本文 LDO 在中低頻有良好的電源紋波抑制效果,負(fù)載電流為5 mA 時(shí),LDO 的低頻(< 1 MHz) PSR 可達(dá)-48 dB,當(dāng)頻率為 1 MHz 時(shí),LDO 的 PSR 為 -46 dB;當(dāng)頻率達(dá)到 10 MHz 時(shí),LDO 的PSR 仍可達(dá) -37 dB。負(fù)載電流為75 mA時(shí),LDO 的低頻直流增益可達(dá)-79 dB;當(dāng)頻率為1 MHz 時(shí),LDO 的PSR 仍可達(dá)-55 dB;當(dāng)頻率為10 MHz 時(shí),LDO 的PSR 為-37 dB。

    本文與其他文獻(xiàn)中LDO 的性能對(duì)比如表1 所示,可以看出,本文LDO 較其他LDO 具有更高的低頻 PSR。

    4 結(jié)論

    本文提出了一種高增益、高PSR 的LDO 結(jié)構(gòu),該 LDO 在輕載到重載工作范圍內(nèi)均有良好的系統(tǒng)穩(wěn)定性。本文分析了傳統(tǒng)補(bǔ)償方法存在的不足,討論了本文提出的設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢(shì),對(duì)LDO 的PSR進(jìn)行了推導(dǎo)分析,指出了傳統(tǒng)LDO 在PSR 方面表現(xiàn)不優(yōu)的原因,并對(duì)傳統(tǒng) LDO 結(jié)構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)以提升其PSR 性能。采用 0.35 μm 標(biāo)準(zhǔn)CMOS 工藝對(duì)LDO 的各項(xiàng)性能進(jìn)行仿真驗(yàn)證,結(jié)果表明,本文設(shè)計(jì)的LDO 在設(shè)定負(fù)載范圍內(nèi)均能正常穩(wěn)定工作。對(duì)于不同負(fù)載電流下的PSR 進(jìn)行仿真,結(jié)果表明在符合應(yīng)用要求的負(fù)載范圍內(nèi)該LDO 具有良好的電源抑制能力。

    參考文獻(xiàn)

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    基金項(xiàng)目:福建理工大學(xué)科研啟動(dòng)基金“物聯(lián)網(wǎng)電源管理集成電路設(shè)計(jì)”(GY-Z21066);福建省教育廳本科高校教育教學(xué)研究項(xiàng)目(FBJG20220019)。

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