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    基于半橋諧振型的電動(dòng)叉車無(wú)線充電控制

    2024-12-02 00:00:00張少煌
    關(guān)鍵詞:無(wú)線充電電動(dòng)叉車控制策略

    摘要:隨著電動(dòng)叉車在多個(gè)行業(yè)的廣泛應(yīng)用,探索叉車高效靈活的充電方式尤為重要,無(wú)線充電方式成為主要研究熱點(diǎn)。文中基于半橋諧振型電感耦合式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng),在不改變其原有電路拓?fù)涞幕A(chǔ)上,提出了一種變頻功率控制策略,解決無(wú)線充電過(guò)程中功率控制的難題。為驗(yàn)證所提出的控制策略的準(zhǔn)確性,搭建仿真與實(shí)驗(yàn)平臺(tái),驗(yàn)證并實(shí)現(xiàn)了無(wú)線充電系統(tǒng)在10 cm范圍內(nèi)0~2.1 kW功率的精準(zhǔn)輸出調(diào)節(jié)。

    關(guān)鍵詞:電動(dòng)叉車;無(wú)線充電;功率控制;控制策略

    Wireless Charging Control for Electric Forklifts Based on Half-Bridge Resonant Topology

    ZHANG Shaohuang

    ( Zhangzhou Branch of Fujian Special Equipment Inspection and Research Institute, Zhangzhou 363000, Fujian, China)

    Abstract: With the widespread application of electric forklifts, exploring efficient and flexible charging methods for them has become particularly important, with wireless emerging as a major research hotspot. This paper presents and analyses the power control for a half bridge resonant inductive coupling power transfer to solve the problem of power control in wireless charging process without changing the topology. The theoretical results are verified experimentally, using a prototype of 0~ 2.1 kW inductive wireless power transfer system.

    Key Words: Electric forklifts; Wireless charging; Switching power supply; Control strategy

    0引言

    隨著電動(dòng)叉車普及率逐步提升,探索研制叉車高效靈活的充電方式成為主要熱點(diǎn)。當(dāng)前,電動(dòng)叉車主要采用有線充電,其過(guò)程需確保電源與車輛控制電路的安全隔離,并配置定向防護(hù)接插器以防止誤操作[1]。然而,現(xiàn)有的人工或機(jī)械分離充電方式不僅操作繁瑣,還因頻繁插拔增加接口磨損,易引發(fā)接觸電阻增大、過(guò)熱乃至火災(zāi)風(fēng)險(xiǎn)[2]。因此,探索叉車的無(wú)線充電技術(shù)成為迫切需求,旨在消除插拔風(fēng)險(xiǎn),顯著提升充電安全性與便利性。

    無(wú)線能量傳輸作為無(wú)線充電技術(shù)的核心,有電容耦合式、電感耦合式、輻射式三種傳輸方式,當(dāng)前可實(shí)現(xiàn)高達(dá)200 kW的高效傳輸[3]。文中根據(jù)電動(dòng)叉車充電實(shí)際需求,選擇受環(huán)境影響小、可近距離大功率實(shí)現(xiàn)無(wú)限能量傳輸?shù)碾姼兴神詈夏P?,該模型工作原理框圖如圖1所示。

    圖1 " "電感耦合式無(wú)線能量傳輸基本框圖

    系統(tǒng)發(fā)射端先將電網(wǎng)工頻電壓整流濾波為直流電壓,再利用逆變電路將直流電壓逆變?yōu)楦哳l電壓作為系統(tǒng)激勵(lì)源接至諧振器,通過(guò)LC振蕩將高頻電壓源振蕩為正弦電流信號(hào),諧振線圈為開放式電感將電流以磁場(chǎng)能的方式把初級(jí)能量傳送至接收端,為負(fù)載供電。

    因負(fù)載所需功率變化,是直接通過(guò)諧振線圈以互感方式反射至初級(jí),所以發(fā)送端需對(duì)傳送功率進(jìn)行相應(yīng)的控制。D.Budgett等利用調(diào)節(jié)逆變器前端直流電壓激勵(lì)源的大小來(lái)達(dá)到功率的調(diào)整[4]。F.F.Van der Pijl等利用定量控制的方法調(diào)節(jié)發(fā)射端的工作狀態(tài)實(shí)現(xiàn)功率大小的調(diào)節(jié)[5]。B.Wang提出了一種推挽式并聯(lián)諧振拓?fù)涞墓β士刂品绞?,?dāng)開關(guān)管頻率低于諧振頻率,則能量輸入產(chǎn)生間斷,開關(guān)頻率越低則能量間斷時(shí)間越長(zhǎng),在整個(gè)諧振周期內(nèi)功率輸出越小,從而達(dá)到輸出功率的控制[6]。上述方法均能實(shí)現(xiàn)能量控制,但需改變電路拓?fù)浠蚩刂品绞綇?fù)雜。文中在不改變?cè)負(fù)涞幕A(chǔ)上提出一種基于半橋諧振逆變拓?fù)錈o(wú)線能量傳輸?shù)目刂撇呗裕究刂撇呗钥梢詫?shí)現(xiàn)輸出功率從0至最大設(shè)計(jì)功率的調(diào)節(jié)。

    1半橋諧振式無(wú)線能量傳輸控制策略

    圖2所示為半橋諧振基本機(jī)構(gòu),電網(wǎng)電壓經(jīng)過(guò)全橋整流濾波轉(zhuǎn)化為直流并作為由S1、S2構(gòu)成半橋逆變的輸入端,半橋逆變利用S1、S2的交替導(dǎo)通將直流電壓逆變?yōu)楦哳l交流接至發(fā)射電感線圈L1,電感線圈產(chǎn)生高頻磁場(chǎng),將電能以磁場(chǎng)能的方式傳送至無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)的接收端。

    由于系統(tǒng)存在開關(guān)管、二極管、線圈等非線性元器件及周邊交變的電磁場(chǎng)環(huán)境,其工作狀態(tài)存有較多非線性行為,對(duì)于電路的具體理論分析較為復(fù)雜。目前主要分析方法有基于電路原理的數(shù)學(xué)模型和描述功率傳遞模耦合理論[2]。模耦合理論主要從能量消耗以及散失角度上來(lái)描述無(wú)線能量的交換過(guò)程,而控制策略上往往需要更加具體的電路模態(tài)分析,因此文中主要從電路原理的數(shù)學(xué)模型對(duì)半橋諧振進(jìn)行簡(jiǎn)化處理。在無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)中,系統(tǒng)能量的傳遞主要依靠發(fā)射線圈與接收線圈之間的互感進(jìn)行交互,將其以互感方式表達(dá),簡(jiǎn)化如圖3所示。

    基于上面的簡(jiǎn)化電路模型,分析作如下假設(shè):

    1)開關(guān)管導(dǎo)通電壓為0,導(dǎo)通電阻為0;

    2)忽略開關(guān)管損耗;

    3)諧振電感上無(wú)分布電容且忽略諧振電感電阻;

    4)諧振電容上無(wú)寄生電感;

    5)各元器件參數(shù)不隨溫度參數(shù)影響。

    其工作模態(tài)主要可分為以下幾部分:

    模態(tài)0 [t0~t1]:S1導(dǎo)通,S2斷開,此時(shí)S1零電壓導(dǎo)通,電網(wǎng)電壓經(jīng)全橋整流濾波后經(jīng)開關(guān)管S1向諧振電感線圈L1注入能量,直流電壓源、S1、電感L1、電容C構(gòu)成回路,電感L1與電容C發(fā)生二階振蕩;

    模態(tài)1 [t1~t2]:S1斷開,S2斷開,S1斷開瞬間與S2并聯(lián)的二極管D2續(xù)流導(dǎo)通,電感L1通過(guò)二極管D2對(duì)電容C充電,D2的導(dǎo)通為下一個(gè)模態(tài)開關(guān)管S2零電壓導(dǎo)通提供條件;

    模態(tài)2 [t2~t3]:S1斷開,S2導(dǎo)通,S2零電壓導(dǎo)通,此時(shí)無(wú)激勵(lì)源工作,電感L1與電容C發(fā)生二階自由振蕩;

    模態(tài)3 [t3~t4]:S1斷開,S2斷開,S2斷開瞬間與S1并聯(lián)的二極管D1續(xù)流導(dǎo)通,電感L1通過(guò)二極管D1對(duì)電容C反向充電,D1的導(dǎo)通為下一個(gè)模態(tài)開關(guān)管S1零電壓導(dǎo)通提供條件。

    針對(duì)系統(tǒng)簡(jiǎn)化圖3,具體電路分析如下:

    對(duì)于能量發(fā)射端及能量接收端,根據(jù)基爾霍夫電壓定律:

    (1)

    (2)

    其中L1、L2分別為初級(jí)和次級(jí)諧振電感,R1、R2分別為初級(jí)次級(jí)諧振電感內(nèi)阻,為激勵(lì)電壓源U的角頻率,M為初級(jí)與次級(jí)之間互感。

    由公式(1)及公式(2)化簡(jiǎn)可得:

    (3)

    則輸入功率為:

    (4)

    其中半橋的前半周期與后半周期為對(duì)稱過(guò)程,采用對(duì)稱控制的方法,一方面可以防止諧振線圈發(fā)生偏磁現(xiàn)象,另一方面可以保證上下開關(guān)管工作狀態(tài)一致具有相同的器件利用率,延長(zhǎng)系統(tǒng)使用壽命。

    由模態(tài)分析的過(guò)程可知,t0~t1時(shí)間為能量注入的前半周期,t2~t3為能量注入的后半周期,當(dāng)時(shí),系統(tǒng)的等效阻抗為純阻性,電感互感及電容組成的等效阻抗為0,此時(shí)功率為最大值輸出,稱為全功率模式[2]。而只有當(dāng)t0~t1時(shí)間小于諧振周期的一半時(shí)對(duì)應(yīng)二極管D1、D2可續(xù)流,即可實(shí)現(xiàn)兩個(gè)開關(guān)管的零電壓導(dǎo)通,因此本控制策略也是基于此條件下實(shí)現(xiàn)。

    由公式(4)可知功率與上下開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間及工作周期相關(guān),文中基于對(duì)稱的控制方法,通過(guò)控制工作周期T及開關(guān)管導(dǎo)通t0~t1=t2~t3時(shí)間,達(dá)到功率控制目的。由于死區(qū)時(shí)間遠(yuǎn)小于能量注入時(shí)間,可忽略,因此可簡(jiǎn)化成上下管導(dǎo)通比為50%的互補(bǔ)的PWM。當(dāng)t0~t1減小即增大時(shí)功率P也減小,通過(guò)減小PWM的周期可降低功率輸出,以下通過(guò)對(duì)比全功率模式圖5(a)及小功率模式圖5(b)進(jìn)一步闡述本控制策略:

    圖5中(a)與(b)上圖為諧振電感L1電流波形IL,中圖為S1驅(qū)動(dòng)電壓波形PWM,下圖為電容C電壓波形Uc;

    當(dāng)[t0~t1]時(shí),全功率模式時(shí)間(-)為諧振周期一半,諧振電感L1與C發(fā)生二階振蕩,在前(-)時(shí)間內(nèi),電感電流IL由0增加至最大值,電容電壓由最大值減小為0,電容C能量向電感遷移,在后(-)時(shí)間內(nèi),電感電流IL由最大值減少至0,電容電壓Uc由0增加至最大值,電感能量向電容C遷移,在整個(gè)[t0~t1]內(nèi)電源為諧振注入能量;對(duì)于小功率模式下,在進(jìn)入模態(tài)0之前電感L還殘留一部分能量IL不為0,這是由于小功率切換頻率較快導(dǎo)致,電感L先將能量通過(guò)二階振蕩轉(zhuǎn)移至電容C,之后電容C對(duì)電感L充電,使IL由0開始正向增加,其特征與二階振蕩一致,與全功率模式不同的是此時(shí)開關(guān)切換速度較快。電感電流未完成半個(gè)周期的諧振狀態(tài),即進(jìn)入下一模態(tài),電感電流此時(shí)為正,從圖5(a)和圖5(b)的對(duì)比可以得知,全功率模式下流經(jīng)電感的電流IL有效值大于小功率模式,且小功率模式下隨著-的增大,IL的有效值越大;

    當(dāng)[t1~t2]時(shí),此模態(tài)下時(shí)間極短,為防止電源短路,給S2提供0電壓導(dǎo)通條件,全功率模式下在t1瞬間IL接近但不為0,此時(shí)D2才可續(xù)流導(dǎo)通,小功率模式下與全功率一致;

    [t2~t3]和[t3~t4]階段,與[t0~t1]及[t1~t2]對(duì)稱的過(guò)程,不再贅述。

    其中小功率的模式周期為全功率模式1/2,由于系統(tǒng)中諧振電感L和電容C上能量無(wú)硬切換,主要以無(wú)功形式儲(chǔ)存無(wú)能量損耗,因此也可以用電感電流IL的有效值來(lái)表示輸出功率。開關(guān)管PWM切換頻率越大,IL對(duì)應(yīng)有效值越小,輸出功率越小。

    文中控制方法可以綜述為利用控制開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間實(shí)現(xiàn)能量的控制,主要具備以下特征:

    1)控制上管與下管交替導(dǎo)通,為互補(bǔ)的兩個(gè)PWM對(duì)開關(guān)管進(jìn)行驅(qū)動(dòng),導(dǎo)通時(shí)間相等接近50%。

    2)上管與下管導(dǎo)通時(shí)間小于諧振周期的一半,以保證開關(guān)管的0電壓關(guān)斷。

    3)在開關(guān)管性能參數(shù)允許下,上下開關(guān)管開關(guān)頻率由最大減小至最大功率對(duì)應(yīng)開關(guān)頻率(LC諧振頻率),實(shí)現(xiàn)功率從最小至最大的無(wú)極控制。

    2 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

    2.1 電路仿真

    通過(guò)上述分析,文中采用saber2007仿真軟件進(jìn)行無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)的仿真,仿真電路如圖2所示,具體仿真參數(shù)如表1所示,為簡(jiǎn)化功能去除PID等功率控制環(huán)節(jié)直接人工匹配相應(yīng)PWM,實(shí)現(xiàn)相應(yīng)功率下的輸出。

    圖6為各個(gè)頻率下的仿真波形,上圖波形為輸出負(fù)載電阻兩端電壓波形,直接反應(yīng)能量接收端輸出功率的大?。恢袌D波形為半橋諧振變換器上管驅(qū)動(dòng)電壓波形;下圖為初級(jí)電感電流波形,直接反應(yīng)能量發(fā)射端輸出功率變化情況。其中圖6(a)、(b)、(c)分別代表開關(guān)管驅(qū)動(dòng)頻率為12.5、10.5、10kHz下的仿真波形圖。圖6(d)為全功率模式下的仿真波形對(duì)應(yīng)開關(guān)管驅(qū)動(dòng)頻率為9.5kHz。當(dāng)控制開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電壓頻率越高,輸出電阻電壓波形越大輸出電壓就越高。驗(yàn)證此控制策略的正確性。

    2.2實(shí)驗(yàn)裝置及結(jié)果分析

    針對(duì)電動(dòng)叉車的無(wú)線充電需求,以圖2為電路模型設(shè)計(jì)并搭建了一套基于半橋諧振型電感耦合式無(wú)線傳輸技術(shù)的實(shí)驗(yàn)裝置,裝置將220V交流電壓作為輸入源,利用鎢絲燈作為負(fù)載以模擬電動(dòng)叉車無(wú)線充電時(shí)的能量消耗,實(shí)驗(yàn)裝置如圖7所示。具體元器件的參數(shù)與仿真電路參數(shù)一致,如表1所述。單片機(jī)直接產(chǎn)生PWM信號(hào)驅(qū)動(dòng)IGBT驅(qū)動(dòng)模塊,實(shí)現(xiàn)電路的工作,其中能量發(fā)射電感線圈與能量接收電感傳輸距離為10cm,全功率模式下可實(shí)驗(yàn)2.1kW功率傳輸。不同開關(guān)頻率下的實(shí)驗(yàn)波形如圖8所示。

    圖8中不同頻率下的實(shí)驗(yàn)波形與圖6中不同頻率下的仿真波形一一對(duì)應(yīng),分別代表12.5、10.5、10kHz及全功率模式下9.5kHz開關(guān)頻率下的變化趨勢(shì)圖。由仿真及實(shí)驗(yàn)圖可知,通過(guò)控制開關(guān)管PWM的切換頻率可以實(shí)現(xiàn)功率的調(diào)節(jié),其具體工作過(guò)程與模態(tài)分析基本一致。

    3結(jié)論

    文中提出應(yīng)用于電動(dòng)叉車無(wú)線充電中基于半橋諧振拓?fù)涞臒o(wú)線能量傳輸?shù)墓β士刂撇呗?,通過(guò)控制半橋諧振逆變拓?fù)渲虚_關(guān)管通斷頻率實(shí)現(xiàn)功率的控制,其本質(zhì)是控制輸入平均電流從而達(dá)到輸出功率的大小。無(wú)需在發(fā)射及接收端增加額外元件使設(shè)備體積增大,具有能量調(diào)節(jié)方式簡(jiǎn)單、便捷等優(yōu)點(diǎn),并利用仿真和實(shí)現(xiàn)驗(yàn)證了此功率控制策略的可行性。

    參考文獻(xiàn)

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