衛(wèi)星導航接收機帶外電磁干擾效應(yīng)研究

摘 要： 針對導航接收機在帶外電磁干擾下出現(xiàn)衛(wèi)星跟蹤丟失的現(xiàn)象，以導航接收機為研究對象，開展連續(xù)波電磁干擾注入效應(yīng)試驗，得到導航接收機在電磁干擾下的敏感閾值曲線。通過利用先進設(shè)計系統(tǒng)（advanced design system， ADS）電路仿真軟件構(gòu)建導航接收機射頻前端電路，仿真分析結(jié)果表明帶外電磁干擾下產(chǎn)生的副通道干擾是導致衛(wèi)星跟蹤丟失的主要原因。同時，通過數(shù)學模型分析和試驗驗證的方法，得知低次諧波敏感頻段的效應(yīng)機理與射頻前端低噪聲放大器有關(guān)，這對于提升導航接收機抗帶外電磁干擾的能力具有一定指導意義。

關(guān)鍵詞： 導航接收機; 電磁干擾; 跟蹤丟失; 先進設(shè)計系統(tǒng)

中圖分類號： TN 972

文獻標志碼： A

DOI：10.12305/j.issn.1001-506X.2024.08.04

Study on the effect of satellite navigation receiver under out-of-band

electromagnetic interference

ZHANG Qinglong¹， CHEN Yazhou^2，*， YU Fengquan¹， ZHANG Yi¹，

HAN Fanglin¹， ZHOU Lingyu¹

（1. Naval Aviation University， Yantai 264000， China; 2. Shijiazhuang Campus， Army Engineering

University of PLA， Shijiazhuang 050003， China）

Abstract： Aiming at the phenomenon of satellite tracking loss of the navigation receiver out-of electromagnetic interference， a certain type of navigation receiver is taken as the research object， and the continuous wave electromagnetic interference injection effect experiment is carried out， and the sensitivity threshold curve of the navigation receiver in the presence of electromagnetic interference is obtained. By using advanced design system （ADS） circuit simulation software to build the radio frequency （RF） front-end circuit of the navigation receiver， the simulation analysis results show that the secondary channel interference generated by out-of-band electromagnetic interference is the main reason for the loss of satellite tracking. At the same time， through mathematical model analysis and experiment verification method， it is known that the effect mechanism of low harmonic sensitive frequency band is related to the low noise amplifier of RF front-end， which has certain guiding significance for improving the ability of the navigation receiver to resist out-of-band electromagnetic interference.

Keywords： navigation receiver; electromagnetic interference; tracking loss; advanced design system （ADS）

0 引 言

隨著科技的進步，衛(wèi)星導航系統(tǒng)被廣泛應(yīng)用于各行各業(yè)中。相比于地圖匹配導航、慣性導航和地磁導航等導航方式，衛(wèi)星導航具有高精度、低成本的優(yōu)勢。但由于到達地面的衛(wèi)星導航信號功率極低，導致導航接收機很容易受到外界電磁干擾而出現(xiàn)不定位的現(xiàn)象。為了提高導航接收機的抗電磁干擾能力，國內(nèi)外學者對此進行了廣泛的研究。針對電磁干擾方面的研究主要涉及以下兩類：一是在理論上研究電磁干擾對導航接收機跟蹤環(huán)路的影響，其涉及的參數(shù)有載噪比、碼跟蹤誤差和載波跟蹤誤差等。文獻［1］通過理論推導得到了不同電磁干擾對導航信號跟蹤環(huán)路輸出載噪比的影響。文獻［2］針對非相干鑒相器，研究連續(xù)波干擾下導航接收機的碼跟蹤性能。文獻［3-4］通過理論推導得到了導航接收機載波跟蹤誤差解析式，并在此基礎(chǔ)上研究了連續(xù)波干擾下導航接收機的載波跟蹤誤差。文獻［5］通過仿真研究了干擾信號與導航信號頻率偏移對導航接收機定位的影響。文獻［6-7］仿真研究了在超寬帶干擾下，不同干擾參數(shù)對導航接收機定位性能的影響。文獻［8］從導航接收機的測距性能出發(fā)，仿真研究了脈沖干擾對接收機性能的影響。文獻［9］基于采用相干處理和非相干處理的碼跟蹤環(huán)路，仿真分析了載波雜散干擾信號對導航接收機碼跟蹤誤差的影響。二是通過實驗的方法研究電磁干擾對導航接收機定位性能的影響。文獻［10］通過開展單頻和雙頻電磁干擾效應(yīng)實驗，分析了接收機的低頻阻塞效應(yīng)。文獻［11］針對不同全球定位系統(tǒng)（global position system， GPS）導航接收機開展了連續(xù)波電磁干擾效應(yīng)試驗，研究不同導航接收機的抗電磁干擾能力。文獻［12］以衛(wèi)星載噪比為敏感判據(jù)，首先針對電磁脈沖干擾和連續(xù)波干擾進行了對比分析，然后從脈沖持續(xù)時間、脈沖重復頻率兩個因素出發(fā)對導航接收機的影響進行了重點研究。文獻［13］通過實驗測試了飛機上微波著陸系統(tǒng)與Cn波段衛(wèi)星導航系統(tǒng)的射頻兼容性。以上這些研究基本上針對的是帶內(nèi)電磁干擾，也有部分文獻對導航接收機在帶外電磁干擾下的效應(yīng)進行研究。文獻［14］總結(jié)了導航接收機在帶外電磁干擾下的效應(yīng)，但并未進行量化分析。文獻［15］針對導航接收機在帶外大信號影響下的阻塞機理進行了研究建模，并展開試驗，對模型進行了驗證，但未涉及臨頻電磁干擾的效應(yīng)機理。

本文主要通過仿真建模、試驗和數(shù)學模型分析對導航接收機在帶外電磁干擾下的效應(yīng)機理展開研究。

1 導航接收機電磁干擾效應(yīng)試驗

1.1 試驗方法

與其他通信設(shè)備不同的是，衛(wèi)星導航接收機接收的有用信號來自于高軌，其接收到的導航信號質(zhì)量受時間、地點以及周圍地理環(huán)境和電磁環(huán)境等因素影響大。外場收星測試方法雖然能夠更加真實地還原導航接收機的實際使用環(huán)境，但存在導航信號環(huán)境不可復現(xiàn)和不可控的現(xiàn)象，其測試結(jié)果只能定性地對導航接收機進行評估，而不能進行準確的定量評估。信號轉(zhuǎn)發(fā)器測試方法通過轉(zhuǎn)發(fā)天線將真實的衛(wèi)星導航信號由室外接入到室內(nèi)，雖然可以克服不良天氣對測試的影響，但該方法同樣存在外場收星測試的弊端。采集存儲回放測試方法雖然能夠解決導航信號的復現(xiàn)問題，但是存在導航信號不能任意配置導航信號的短板，不能按照需求進行相關(guān)定量試驗分析^［16］的缺點?，F(xiàn)在普遍采用的測試手段和方法是依托導航信號模擬器開展的有線和無線測試^［17-20］，這些方法可以實現(xiàn)對導航信號和場景的任意配置，重復性強，可用于導航接收機的定量評估。采用無線測試時，需將測試接收機放置在微波暗室內(nèi)，以減少外界的電磁干擾和降低多徑效應(yīng)，而采用有線測試則不需要考慮這些因素，更便于開展試驗，本文主要采用的是有線測試方法。

從實際的試驗過程中發(fā)現(xiàn)，干擾信號源的輸出除了設(shè)定的頻率成分外，還包含有其倍頻信號頻率，這就導致當干擾信號源設(shè)定的信號頻率為導航信號頻段的低次諧波頻率時，信號源輸出的倍頻信號會經(jīng)由射頻前端注入到導航終端內(nèi)部，最終影響試驗結(jié)果的準確性，為了排除倍頻信號對導航終端的影響，試驗過程分兩步進行。當干擾信號頻率高于1 GHz時，采用圖1所示試驗方案，而當干擾信號頻率低于1 GHz時，采用圖2所示試驗方案。

在圖2所示的試驗方法中，為了避免信號源輸出的倍頻信號影響試驗結(jié)果的準確性，在單頻信號源與定向耦合器之間加入了帶阻濾波器，實現(xiàn)濾除信號源輸出的倍頻信號成分的目的，其中帶阻濾波器的濾波范圍為1 561±30 MHz，信號抑制能力達到30 dB以上。

兩種試驗方法的其他試驗配置如下。

（1） 導航信號模擬器：監(jiān)測計算機通過數(shù)控仿真軟件對導航信號模擬器進行控制。通過數(shù)控仿真軟件可以配置導航信號模擬器產(chǎn)生的衛(wèi)星信號及其信號功率。通過調(diào)節(jié)信號功率，可以任意配置導航接收機內(nèi)各個通道衛(wèi)星信號的載噪比。

（2） 單頻信號源：由于導航信號淹沒于噪聲之下，較低的帶內(nèi)干擾信號功率就能造成導航接收機的定位功能失效，而在導航終端接收機射頻前端濾波器帶外又需要較高的干擾信號功率才能造成導航接收機的定位功能失效，所以試驗過程中干擾信號源的可調(diào)動態(tài)范圍較大，該信號源的可調(diào)范圍為-145～25 dBm。

（3） 定向耦合器：作為注入模塊，可以實現(xiàn)將各路信號混合、共同注入到導航接收機射頻前端的目的，也可以避免各通道的信號通過注入端口反射進入信號源和模擬器，起到保護信號源和模擬器的作用。

（4） 功分器：干擾信號輸入到射頻前端模塊前，通過3 dB功分器輸出兩路功率相等的信號，其中一路信號注入到導航接收機的射頻前端模塊，另一路信號輸入到注入功率監(jiān)測頻譜儀，通過調(diào)整頻譜儀的檢波帶寬以及掃頻段寬，可以監(jiān)測注入到導航接收機射頻前端模塊的干擾信號功率。

（5） 監(jiān)測計算機：既可以對導航信號模擬器的信號進行配置，也可以實現(xiàn)對導航接收機內(nèi)衛(wèi)星信號的實時監(jiān)測。

（6） 導航接收機：導航信號工作頻率為1 561.098±2.046 MHz。

1.2 帶外鄰頻電磁干擾下不同衛(wèi)星的敏感閾值曲線

該型衛(wèi)星導航系統(tǒng)具有3種不同類型的衛(wèi)星軌道，分別為中地球靜止軌道、傾斜地球同步軌道和中圓地球軌道^［21］。為此，分別選擇不同軌道中的1顆衛(wèi)星作為試驗觀察對象，按照圖1的試驗方法開展試驗，得到在導航信號頻段帶外不同衛(wèi)星的敏感閾值曲線，如圖3所示。其中，3號衛(wèi)星為中地球靜止軌道衛(wèi)星、8號衛(wèi)星為傾斜地球同步軌道衛(wèi)星，13號衛(wèi)星為中圓地球軌道衛(wèi)星。敏感閾值的測量方法為：隨著干擾信號的功率增大，衛(wèi)星的載噪比會隨之出現(xiàn)下降，當衛(wèi)星的載噪比低于門限值時（不同接收機門限值不一致，應(yīng)以廠商提供的信息為準），此時的干擾信號功率即為敏感閾值。

根據(jù)圖3可以得出如下結(jié)論。

（1） 3顆衛(wèi)星在導航信號頻段的帶外具有多個敏感頻段，且其敏感頻段基本相同，這說明敏感頻段的產(chǎn)生原因與導航接收機內(nèi)各通道的處理過程無關(guān)，而與射頻前端信號的處理過程有關(guān)，且偏離導航信號頻段越遠的敏感頻段，其最低敏感閾值越高。其中，敏感頻段分別為1 538～1 543 MHz、1 548～1 553 MHz、1 568～1 576 MHz、1 578～1 586 MHz和1 591～1 596 MHz。

（2） 當干擾信號頻率位于不同的敏感頻段時，不同衛(wèi)星的敏感閾值不同，但當干擾信號頻率位于敏感頻段的帶外面時，所有衛(wèi)星的敏感閾值基本相同。

1.3 電磁干擾信號頻率為1 GHz以下時不同衛(wèi)星的敏感閾值曲線

按照圖2中的試驗方案開展試驗，得到了當干擾信號頻率在1 GHz以下時不同衛(wèi)星的電磁敏感閾值曲線，如圖4所示?？梢园l(fā)現(xiàn)，敏感頻段位于導航信號頻段的低次諧波頻段（即半頻干擾），且敏感閾值遠高于導航信號工作頻段的敏感閾值，其最低敏感閾值高于-10 dBm以上，在頻率1 GHz以下沒有其他敏感頻段，說明該款導航終端帶外干擾信號的抑制性能良好。由于射頻前端濾波器的作用，其帶外低次諧波的抑制性能良好，但依舊存在電磁敏感的薄弱環(huán)節(jié)。

2 帶外敏感頻段的干擾機理

2.1 帶外敏感頻段的干擾機理分析

為了進一步探索帶外敏感頻段的形成機理，本節(jié)通過先進設(shè)計系統(tǒng)（advanced design system， ADS）仿真建模^［22-25］和理論分析的方法對帶外電磁干擾的作用機理進行研究。

按照導航接收機的內(nèi)部結(jié)構(gòu)以及其信號的處理流程，導航接收機通常包含三大功能模塊，分別為射頻前端處理模塊、基帶數(shù)字處理模塊和導航定位解算模塊。通過第1節(jié)對不同衛(wèi)星敏感閾值曲線的分析結(jié)果得知，敏感頻段的形成機理與射頻前端的信號處理有關(guān)，其中射頻前端信號處理的流程框圖如圖5所示^［26］。天線接收到的衛(wèi)星導航信號經(jīng)由射頻前端的濾波限幅和低噪聲放大模塊后，進入混頻器，并與振蕩器產(chǎn)生的本振信號進行混頻，將高頻的有用信號下變頻到中頻信號，然后經(jīng)過自動增益控制（automatic gain control， AGC）進入模數(shù)轉(zhuǎn)換器（analog to digital converter， ADC），將模擬中頻信號離散為數(shù)字中頻信號，數(shù)字中頻信號經(jīng)相關(guān)處理后，最后進入定位解算模塊進行導航定位結(jié)算。

導航終端射頻前端的處理過程一方面可以實現(xiàn)對微弱導航信號的放大，另一方面可以實現(xiàn)對高頻率導航信號的下變頻，使其成為更容易被基帶數(shù)字處理模塊處理的低頻信號。但因射頻前端處理模塊中存在著非線性元器件，當天線接收的帶外強電磁干擾進入到模塊后，會產(chǎn)生各種非線性效應(yīng)，從而對導航終端產(chǎn)生不利的影響。在整個射頻信號處理鏈路中，非線性元器件主要有低噪放和混頻器^［27-28］，通過分析非線性器件的非線性效應(yīng)，研究電磁干擾對導航終端的作用機理。

射頻前端處理鏈路中的混頻器主要是使高頻的有用信號下變頻到相應(yīng)的中頻信號，這樣可以提高后續(xù)信號處理的速度，并在一定程度上降低成本，但會給導航接收機帶來某些非線性干擾。一般來說，期望混頻器的輸出只有輸入信號與本振信號混頻得到的中頻有用信號。但實際上，混頻器輸出的信號頻率成分并不是理想的，主要體現(xiàn)為以下兩點：一是當干擾信號進入天線后，如果射頻前端濾波電路的選擇性不夠好，到達混頻器輸入端的帶外干擾信號強度仍舊較大，其會與本振信號混頻得到新的信號成分。當這些信號靠近中頻頻率時，后續(xù)的濾波器將不能有效濾除這些信號，從而給后續(xù)的信號處理帶來不利的影響;二是晶振作為整個鏈路基準頻率的參考源，其會產(chǎn)生倍頻諧波。當其信號本身以及倍頻諧波通過空間輻射耦合進入線纜后，最終將會形成干擾信號進入到混頻器。這些信號與本振信號混頻后，也會產(chǎn)生新的信號成分。新的信號如果同樣靠近中頻頻率，也會給后續(xù)的信號處理帶來不利影響。所有的這些干擾都被稱為副通道干擾。

2.2 針對鄰頻干擾的ADS仿真建模分析

由于導航終端內(nèi)部電路高度集成化，混頻器被封裝在模塊中，不易開展針對混頻器非線性效應(yīng)的試驗研究分析，采用仿真的方法對混頻器的非線性效應(yīng)進行了定性分析。利用ADS仿真軟件搭建了混頻濾波電路，如圖6所示?；祛l器輸入的兩個端口分別接入了一個信號源，其中一個端口輸入的是單頻信號源，用于模擬該型導航終端的本振頻率f_L=1 577 MHz，另一個端口輸入的是雙音信號源，分別為該型導航終端的晶振信號（頻率為f_C=10 MHz）和干擾信號，其中晶振的諧波仿真階數(shù)為2，干擾信號和本振信號諧波仿真階數(shù)為1。該型導航終端的中頻濾波器濾波范圍為5 MHz左右，中頻信號頻段大約為14～19 MHz，其中中頻有用信號的中心頻率為15.9 MHz左右。

中頻信號f_I滿足以下關(guān)系：

f_I=f_L－f_s（1）

式中：f_s為有用信號頻率，且f_L＞f_s。

通過仿真分析以及理論推算，可以將導航信號工作頻段附近的帶外干擾分為3種情況進行分析，分別如下。

（1） 干擾信號與本振信號混頻形成的鏡像干擾。敏感頻段1 591～1 596 MHz符合此種類型干擾的形成方式，此時干擾信號的頻率f_J大于本振信號的信號頻率f_L。當兩者混頻時，輸出的信號頻率正好落在中頻信號頻段：

f_IJ=f_J－f_L（2）

式中：f_IJ為干擾信號混頻產(chǎn)生的中頻信號頻率。

當干擾信號頻率為1 593 MHz時，混頻器輸出的干擾信號頻率為

f_IJ=f_J－f_L=1 593－1 577=16（3）

圖7所示為干擾信號頻率為1 593 MHz時，混頻器仿真輸出的信號成分?？梢钥闯?，輸出的信號頻率（16 MHz）與式（3）計算出的結(jié)果一致，且該頻率正好處于中頻信號頻段（14～19 MHz）。圖7中的另外兩個信號（頻率為10 MHz和20 MHz）為晶振輻射的耦合信號及其倍頻信號。

（2） 干擾信號與線纜耦合晶振信號（一階或二階）互調(diào)、再與本振信號混頻產(chǎn)生的中頻干擾信號。敏感頻段1 538～1 543 MHz和1 548～1 553 MHz符合此種類型干擾的形成方式，其混頻過程如下所示：

f_IJ=f_L－（f_J+nf_C）（4）

式中：f_C為晶振信號頻率，為10 MHz;n為晶振諧波次數(shù)。

當干擾信號頻率為1 551 MHz時，混頻輸出的干擾信號頻率為

f_IJ=f_L－（f_J+nf_C）=1 577－（1 551+10）=16（5）

式中：n=1。當n=2時，計算結(jié)果為6 MHz，此頻率的干擾信號無法通過混頻器后的中頻濾波器（14～19 MHz）。

當干擾信號頻率為1 541 MHz時，混頻輸出的干擾信號頻率為

f_IJ=f_L－（f_J+nf_C）=1 577－（1 541+2×10）=16（6）

式中：n=2。當n=1時，計算結(jié)果為26 MHz，當n=3時，計算結(jié)果為6 MHz，這兩種頻率的干擾信號無法通過混頻器后的中頻濾波器（14～19 MHz）。

圖8所示為干擾信號頻率分別為1 551 MHz和1 541 MHz時混頻器仿真輸出的信號成分，輸出結(jié)果與式（5）和式（6）計算結(jié)果一致。對比圖8（a）和圖8（b）中16 MHz的輸出信號功率，可以看出干擾信號頻率為1 551 MHz時，其混頻輸出的信號功率更高，所以敏感頻段1 548～1 553 MHz比敏感頻段1 538～1 543 MHz具有更低的敏感閾值。

（3） 干擾信號與線纜耦合晶振信號（一階和二階）同時互調(diào)、再與本振信號混頻產(chǎn)生的中頻干擾信號。敏感頻段1 568～1 576 MHz和1 578～1 586 MHz符合此種類型干擾的形成方式。在該頻段內(nèi)的干擾信號會同時產(chǎn)生兩個中頻干擾信號頻率：

f_IJ=f_L－（f_J-n₁f_C）

f_IJ=（f_J+n₂f_C）-f_L（7）

當n₁=1，n₂=2時，對應(yīng)的敏感頻段為1 568～1 576 MHz；當n₁=2，n₂=1時，對應(yīng)的敏感頻段為1 578～1 586 MHz。

當干擾信號為1 571 MHz時，混頻輸出的干擾信號頻率為f_IJ=f_L－（f_J－n₁f_C）=1 577－（1 571－10）=16

f_IJ=（f_J+n₂f_C）－f_L=（1 571+2×10）－1 577=14（8）

圖9所示為干擾信號頻率為1 571 MHz時，混頻器仿真輸出的信號成分，此時混頻產(chǎn)生的14 MHz和16 MHz頻率與式（8）計算結(jié)果一致。

通過以上仿真分析可以得知，干擾信號、晶振的空間輻射信號和本振信號3者可以混頻產(chǎn)生并落入中頻的干擾信號，這對后續(xù)導航接收機導航信號的處理產(chǎn)生不利影響，故在相應(yīng)的頻段形成敏感頻段。

2.3 低次諧波敏感頻段的干擾機理

在干擾信號頻率為1 GHz以下時的試驗過程中，由于試驗過程中加入了帶阻濾波器，致使信號源的倍頻信號成分無法進入到導航終端內(nèi)對其形成有效干擾，所以信號源輸出的倍頻信號不是敏感頻段形成的主要因素。通過觀察可以發(fā)現(xiàn)，3顆衛(wèi)星的敏感閾值曲線互不相同，說明該干擾信號頻段最終依舊通過某種作用機理產(chǎn)生了帶內(nèi)干擾信號，最終對導航終端形成了干擾。

低噪聲放大器位于導航終端的前端，其設(shè)計要求噪聲必須較小，且其增益穩(wěn)定，并且由于導航信號落地電平極低，所以還要求其線性范圍大。但由于低噪聲放大器內(nèi)部含有二極管等非線性電子元器件，所以其屬于非線性敏感元器件。在對非線性元器件進行分析時，一般可以采用冪級數(shù)分析法分析其輸入輸出關(guān)系^［29-30］。假設(shè)低噪聲放大器的輸入信號u_i（t）為

u_i（t）=Ucos（wt）（9）

式中：U為信號的幅度；w為信號的角速度；t為時間。

設(shè)輸出信號為u₀（t），信號輸入輸出的關(guān)系依據(jù)冪級數(shù)分析法可以表示為

u₀（t）=A₀+A₁u_i（t）+A₂u²_i（t）+…+A_Nu^N_i（t）=

A₀+A₁Ucos（wt）+A₂（Ucos（wt））²+…+A_N（Ucos（wt））^N（10）

式中：A_i（i=0，1，2，…，N）是低噪聲放大器的特征參數(shù)，其分別為不同的常數(shù)。

為了便于工程應(yīng)用，冪級數(shù)的項數(shù)可以根據(jù)實際需求進行選擇，假設(shè)只考慮式（10）的前3項，對其進行分解可得到

u₀（t）=A₀+A₁Ucos（wt）+A₂（Ucos（wt））²=

A₀+A₁Ucos（wt）+A₂U²2（cos（2wt）+1）=

A₀+A₂U²2+A₁Ucos（wt）+A₂U²2cos（2wt）（11）

根據(jù)式（11）可知分解后的輸出信號包含有多個信號分量，其中直流分量為A₀+A₂U²/2，基波分量為A₁Ucos wt，倍頻分量為0.5A₂U²cos 2wt。

從倍頻分量中可以看出輸出信號包含有輸入信號的倍頻分量，說明當導航信號頻段的低次諧波干擾信號輸入到射頻前端有源模塊時，模塊輸出的信號頻率有落入導航信號頻段的干擾信號頻率。由于射頻前端處理流程中有多個濾波器，隨著每級濾波器對帶外干擾信號的抑制作用，后端低噪聲放大器的這種非線性會逐漸減弱，所以產(chǎn)生這種非線性效應(yīng)的敏感器件主要體現(xiàn)在第一級低噪聲放大器上。一旦第一級低噪聲放大器產(chǎn)生了落入導航信號頻段的倍頻干擾信號，后續(xù)射頻模擬電路將無法對其進行有效抑制，故最終影響了導航終端跟蹤環(huán)路輸出的信號載噪比。

為了驗證該敏感頻段的干擾機理，需要驗證以下兩點：一是干擾信號f₁經(jīng)射頻前端有源模塊后是否產(chǎn)生了落入導航信號頻段的干擾信號頻率2f₁;二是當跟蹤環(huán)路失鎖時，由于低噪放非線性產(chǎn)生的干擾信號功率P₁和干擾信號功率P₂是否一樣，其中干擾信號P₂是以頻率2f₁作為干擾信號跟蹤環(huán)路失鎖時監(jiān)測到的信號功率。

首先，按照圖2所示的試驗方案開展試驗，以8號衛(wèi)星作為觀測衛(wèi)星，當對其的跟蹤處于不穩(wěn)定狀態(tài)時，通過射頻監(jiān)測頻譜儀監(jiān)測射頻前端有源模塊輸出的干擾信號頻率以及干擾信號功率，試驗結(jié)果如表1所示。然后，按照圖1所示試驗方案，選取上述試驗干擾信號的倍頻信號作為干擾信號。當8號衛(wèi)星跟蹤丟失時，同樣觀測射頻監(jiān)測頻譜儀監(jiān)測到的信號頻率和功率。試驗結(jié)果如表2所示，兩組實驗數(shù)據(jù)對比如圖10所示。可以看出，當輸入信號頻率為779.5～781.5 MHz時，射頻前端有源模塊輸出的信號頻率為1 559～1 563 MHz，正好落在導航信號的頻段，雖然在兩次試驗過程中輸入到射頻前端的干擾信號頻率及功率不同，但有源模塊輸出的信號頻率及功率基本一致，證明了低次諧波敏感頻段的干擾來源于射頻前端有源模塊的低噪聲放大器。

3 結(jié) 論

本文利用導航接收機作為試驗對象，通過開展電磁干擾注入效應(yīng)試驗得到了不同衛(wèi)星帶外電磁干擾的敏感頻段，并對其機理進行了研究分析。

（1） 通過ADS仿真建模和理論分析的方式對帶外干擾機理進行了研究，獲得導航接收機帶外敏感頻段的效應(yīng)機理主要是由副通道干擾引起的，這與接收機混頻器的非線性和晶振信號的空間輻射有關(guān)。由于混頻器的非線性是其固有特性，所以通過提升晶振的電磁兼容能力以及射頻前端的選頻濾波能力，可以有效地降低此類電磁干擾的影響。

（2） 通過數(shù)學模型分析和試驗驗證的方法得知，頻率為1 GHz以下的低次諧波敏感頻段的效應(yīng)機理與射頻前端低噪聲放大器有關(guān)，提升低噪聲放大器之前信號的帶外抑制能力能夠有效減輕此類干擾的影響。

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作者簡介

張慶龍（1987—），男，講師，博士，主要研究方向為航空兵戰(zhàn)術(shù)。

陳亞洲（1975—），男，教授，博士，主要研究方向為強電磁環(huán)境模擬/電磁環(huán)境效應(yīng)與防護。

于鳳全（1972—），男，教授，碩士，主要研究方向為航空兵戰(zhàn)術(shù)、作戰(zhàn)建模與仿真。

張 毅（1979—），男，副教授，博士，主要研究方向為航空兵戰(zhàn)術(shù)、作戰(zhàn)建模與仿真。

韓芳林（1985—），男，講師，碩士，主要研究方向為航空兵戰(zhàn)術(shù)。

周玲宇（1990—），女，助教，碩士，主要研究方向為航空兵戰(zhàn)術(shù)。