非分段GaN HEMT EF2類功率放大器理論研究

摘" 要： 目前，增強(qiáng)型氮化鎵高電子遷移率晶體管（GaN HEMT）的仿真模型存在仿真時(shí)間長(zhǎng)、復(fù)雜度高且收斂性不好等問(wèn)題。為了解決GaN HEMT器件在電力電子電路中仿真收斂性和準(zhǔn)確性差的問(wèn)題，提出一種非分段的GaN HEMT SPICE模型。使用非分段連續(xù)方程對(duì)GaN HEMT器件的靜態(tài)和動(dòng)態(tài)特性進(jìn)行建模；再對(duì)GaN HEMT的輸出特性進(jìn)行仿真，并與Si MOSFET的仿真結(jié)果進(jìn)行對(duì)比。仿真結(jié)果表明，所提模型的收斂性較好，收斂速度快，有較高的準(zhǔn)確性。另外，將此模型應(yīng)用于EF2類功率放大器中，研究該模型對(duì)傳輸效率的影響。仿真結(jié)果進(jìn)一步表明：該模型具有良好的收斂性；且當(dāng)開關(guān)頻率為10～20 MHz，輸入功率為75 W時(shí)，輸出功率可達(dá)73 W，傳輸效率為95%，這也證明了GaN HEMT器件可以提高EF2類功率放大器的傳輸效率。

關(guān)鍵詞： GaN HEMT； EF2類放大器； I?V特性； 電子電路； Si MOSFET； 傳輸效率

中圖分類號(hào)： TN386?34" " " " " " " " " " " " " " "文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A" " " " " " " " " " " 文章編號(hào)： 1004?373X（2024）12?0015?06

Theoretical research on non?segmented GaN HEMT EF2 class power amplifier

YU Liyuan1， XU Guolong1， CHU Tairan2

（1. School of Electronics and Information Engineering， Tiangong University， Tianjin 300000， China;

2. State Grid Jilin Electric Power Supply Company， Baishan 134300， China）

Abstract： The simulation model of enhanced gallium nitride high electron mobility collective tube （GaN HEMT） suffers from long simulation time， high complexity and bad convergence. In order to improve the simulation convergence and accuracy of GaN HEMT devices in power electronic circuits， a non segmented GaN HEMT SPICE model is proposed. The modeling of static and dynamic characteristics of GaN HEMT devices is conducted by means of the non?segmented continuous equations. The simulation of output characteristics of GaN HEMT is conducted and compared with the simulation results of Si MOSFET. The simulation results show that the proposed model has good convergence， fast convergence speed and high accuracy. The effect of this model on the transmission efficiency is investigated in an EF2 class power amplifier. The simulation results further show that the model has good convergence， and when the switching frequency is 10～20 MHz and the input power is 75 W， the output power can reach 73 W and the transmission efficiency is 95%， which also proves that GaN HEMT devices can improve the transmission efficiency of EF2 class power amplifiers.

Keywords： GaN HEMT; EF2 class power amplifiers; I?V characteristics; electronic circuits; Si MOSFET; transmission efficiency

0" 引" 言

目前，Si基材料的電力電子器件由于Si材料特性的限制，器件的電學(xué)性能難以實(shí)現(xiàn)再突破。然而，以GaN材料為代表的寬禁帶半導(dǎo)體材料可以實(shí)現(xiàn)電力電子器件電學(xué)性能的顯著提升。到目前為止，EPC、GaN Systems等公司成功生產(chǎn)了不同電壓等級(jí)的GaN HEMT器件，并且已經(jīng)將這些器件應(yīng)用在不同方面，例如電動(dòng)汽車、手機(jī)、無(wú)人機(jī)等。雖然GaN HEMT器件取得了一些應(yīng)用成果，但是在建模和實(shí)際工程方面，還有很多亟待研究和探討的問(wèn)題。

文獻(xiàn)[1]中研究了當(dāng)WPTS（無(wú)線功率傳輸系統(tǒng)）工作頻率為13.56 MHz時(shí)，GaN HEMT器件對(duì)E類功率放大器傳輸效率的影響，得出傳輸效率最大可達(dá)97.03%。但是沒(méi)有涉及GaN HEMT器件的模型對(duì)電力電子電路仿真的影響研究。文獻(xiàn)[2]中對(duì)GaN HEMT E/F3類功率放大器溫度可靠性進(jìn)行了研究，溫度范圍為-20～120 ℃。研究結(jié)果表明，隨著溫度的升高，損耗、直流特性、S參數(shù)和射頻輸出特性等有所下降，這為GaN HEMT器件建模中對(duì)溫度特性的研究提供了重要參考。

目前關(guān)于GaN HEMT的模型參數(shù)對(duì)功率放大器傳輸效率的研究文獻(xiàn)較少。文獻(xiàn)[3]中基于GaN HEMT的半物理等效電路模型，在考慮非理想因素的情況下，采用遺傳算法對(duì)GaN HEMT器件的模型參數(shù)進(jìn)行提取，并進(jìn)行實(shí)驗(yàn)對(duì)比。該研究對(duì)基于GaN HEMT的集成電路設(shè)計(jì)具有一定的參考價(jià)值。文獻(xiàn)[4]采用基于機(jī)器學(xué)習(xí)的技術(shù)對(duì)GaN HEMT器件的大信號(hào)行為模型進(jìn)行了研究，但是該模型的建模過(guò)程對(duì)于電路設(shè)計(jì)者在實(shí)際工程中的應(yīng)用來(lái)說(shuō)，復(fù)雜度高、難度大。文獻(xiàn)[5]中采用一種調(diào)和均值的方法，對(duì)GaN HEMT器件進(jìn)行大信號(hào)建模，該方法雖然在一定程度上實(shí)現(xiàn)了仿真收斂快、準(zhǔn)確性高的目的，但過(guò)于繁瑣。文獻(xiàn)[6]中采用較小尺寸的GaN HEMT器件和互連電路組成一個(gè)單元器件，使用仿真工具，提出了一種高功率GaN HEMT的大信號(hào)模型。文獻(xiàn)[7]提出了一種基于MLP?ELM（多層感知?極限學(xué)習(xí)機(jī)）的GaN HEMT小信號(hào)特性的建模方法，所構(gòu)建的模型精度高且具有通用性。文獻(xiàn)[8]中提出一種以GaN工藝為基礎(chǔ)的有源器件、無(wú)源器件的工藝開發(fā)和等效電路模型，并與經(jīng)典小信號(hào)等效電路模型的參數(shù)擬合及使用頻率進(jìn)行對(duì)比，誤差小于3.5%，為GaN HEMT器件電路設(shè)計(jì)仿真提供了參考。近些年來(lái)，GaN HEMT器件的可用模型主要有四種：數(shù)值模型、物理模型、半物理模型[7]和行為模型。數(shù)值模型、物理模型和半物理模型需要GaN HEMT的材料特性、物理結(jié)構(gòu)和參數(shù)等詳細(xì)信息，且這些模型對(duì)于電力電子器件在電路的仿真應(yīng)用來(lái)說(shuō)較為復(fù)雜，不利于實(shí)際工程中電路的仿真設(shè)計(jì)。行為模型[9]是通過(guò)數(shù)學(xué)方程對(duì)GaN HEMT器件的行為進(jìn)行描述和定義，該模型的特點(diǎn)是不需要復(fù)雜且詳細(xì)的參數(shù)信息就可以表征GaN HEMT器件的性能，這對(duì)于電路設(shè)計(jì)工程師來(lái)說(shuō)，可以提高電路的設(shè)計(jì)效率。

本文采用行為模型對(duì)GaN HEMT器件進(jìn)行建模，即使用非分段連續(xù)方程對(duì)GaN HEMT器件的靜態(tài)和動(dòng)態(tài)特性進(jìn)行建模，所使用的參數(shù)以GaN System公司的GS100系列為參考標(biāo)準(zhǔn)。經(jīng)過(guò)仿真測(cè)試，得出I?V特性曲線光滑連續(xù)，收斂性好。同時(shí)將其運(yùn)用在EF2類功率放大器中，電路仿真結(jié)果表明，該模型收斂性較好，收斂速度也比較快，這充分證明了非分段GaN HEMT SPICE模型的實(shí)用性。除此之外，GaN HEMT EF2類功率放大器的傳輸效率與傳統(tǒng)的Si MOSFET EF2功率放大器相比，高出10%，這個(gè)結(jié)果為GaN HEMT在EF2類功率放大器的應(yīng)用提供了有力支撐。

1" GaN HEMT器件的建模

GaN HEMT器件和Si MOSFET器件是類似的，都是一種場(chǎng)效應(yīng)晶體管，其中IDS=f（VGS，VDS）可以被等效地看作是一個(gè)電壓型控制電流源（VCCS）。在柵源電壓VGS不同的情況下，隨著VDS的變化，IDS的值也在變化，這是GaN HEMT器件的I?V特性。GaN HEMT器件的動(dòng)態(tài)特性主要是由柵?漏電容CGD、柵?源電容CGS、漏?源電容CDS決定。

1.1" GaN HEMT靜態(tài)模型

GaN HEMT器件的靜態(tài)特性指的是I?V特性，根據(jù)Motorola Electric Thermal模型[10]，具體公式如下：

[IDS=A1?ln1+expVGS-b1c1] （1）

式中：[A1]、[b1]、[c1]表示與[VGS]相關(guān)的參數(shù)。

輸出特性方程為：

[IDS=A2?VDS1+A3VDS] （2）

式中：A2、A3表示與[VDS]相關(guān)的參數(shù)。

根據(jù)上述公式，結(jié)合GaN HEMT GS100的數(shù)據(jù)手冊(cè)，得到不同柵源[VGS]電壓下I?V特性曲線公式：

[IDS=A1（T）?ln1+expVGS-b1c1·" " " " "（m1+n1VGS）VGS1+P1（T）（d1+c1VGS）VGS，" VDSgt;0] （3）

[IDS=-A2（T）?ln1+expVGD-b2c2?" " " " " VDS1+P1（T）VDS，" VDS≤0] （4）

式中：[A1（T）]、[A2（T）]是與柵源電壓[VGS]、溫度T相關(guān)的變量；m1、n1、b2、d1、c1、c2是與柵源電壓[VGS]相關(guān)的變量。

1.2" GaN HEMT動(dòng)態(tài)模型

以柵?漏電容CGD為例，描述其建模的過(guò)程，iGD是流過(guò)電容CGD的等效電流。由于柵?漏電容CGD是一個(gè)和柵漏電壓VGD相關(guān)的量，因此，本文通過(guò)一個(gè)與電壓VGD相關(guān)的恒定線性電容C1產(chǎn)生隨電壓EGD變化的電流iC1，iGD又是依賴于電流iC1的變量，公式如下：

[EGD=f（VGD）?iC1=C1dEGDdt?" " " " iGD=iC1C1?iGD≈CGD] （5）

圖1為CGD的等效電路圖。

2" EF2類功率放大器

2.1" 電路分析

EF2類功率放大器與E類功率放大器結(jié)構(gòu)類似，只是在E類功率放大器漏極端連接了二次諧波濾波電路。典型的E類功率放大器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。

M1管工作在開關(guān)狀態(tài)（即飽和區(qū)和截止區(qū)），理想條件下，當(dāng)M1管導(dǎo)通時(shí)，漏極電壓為0；當(dāng)M1管關(guān)斷時(shí)，漏源電流為0。因而，M1管的瞬時(shí)損耗為0，可以實(shí)現(xiàn)100%的效率值。實(shí)際上，當(dāng)M1管導(dǎo)通或者關(guān)斷時(shí)，漏極電壓VD或漏源電流IDS并非等于0，因此，M1管在導(dǎo)通或者關(guān)斷期間是消耗功率的。導(dǎo)通期間，主要是導(dǎo)通電阻Ron產(chǎn)生；關(guān)斷期間，主要是寄生電阻產(chǎn)生。

上述功率放大器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可大致分為三個(gè)單元部分：第一部分由一個(gè)電壓源VDD和高頻扼流線圈L1組成，線圈L1的作用一方面是提供直流通路，另一方面是防止高頻短路，其電抗值應(yīng)足夠大，即L1[?]（10～20）L2，寄生電阻應(yīng)足夠小，減小直流損耗；第二部分由功率開關(guān)器件M1和C1組成，其中C1由L1的分布電容和開關(guān)管M1的輸出電容合并而得，稱為滯后電容（Hysteresis Capacitance），作用是當(dāng)開關(guān)管M1關(guān)斷時(shí)，直到漏極電流減小到0，漏源電壓UDS才開始上升；第三部分是一個(gè)串聯(lián)RLC諧振電路，由C2、L2和R2構(gòu)成二階衰減系統(tǒng)，當(dāng)開關(guān)管M1斷開時(shí)，一開始C1、C2、L2賦存能量，當(dāng)開關(guān)管M1導(dǎo)通時(shí)，將賦存的能量釋放給負(fù)載R2。

開關(guān)管M1驅(qū)動(dòng)信號(hào)VG的頻率[f=1T]，則在一個(gè)周期占空比q=DT，0lt;Dlt;1（q表示管子M1的導(dǎo)通時(shí)間）。開關(guān)管M1在開啟和關(guān)斷時(shí)，其漏極電壓VD可分別表示為O（Ton）和E（Toff）。

圖3所示為D=0.5時(shí)，漏源電壓的理想動(dòng)態(tài)波形。然而導(dǎo)通（Ton）和關(guān)斷時(shí)間（Toff）主要由開關(guān)管M1的響應(yīng)速度、柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)VG的高電平和低電平保持時(shí)間決定。

當(dāng)M1管處在導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，等效電路圖如圖4a）所示。該電路的狀態(tài)方程如下：

[ddtiL2vC2=0-1L21C2-1RC2iL2vC2+00iL1] （6）

電路建立穩(wěn)態(tài)之前，對(duì)電感L2、C1、C2進(jìn)行賦能。

當(dāng)M1管處在關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，其等效電路如圖4b）所示。該電路對(duì)應(yīng)的狀態(tài)方程為：

[ddtiL2vC2vC1=0-1L21L21C2-1R2C20-1C100iL2vC2vC1+001C1iL1] （7）

此時(shí)，負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的瞬態(tài)響應(yīng)為一衰減二階系統(tǒng)，C1、C2和L2中儲(chǔ)存的能量供給負(fù)載R2。

2.2" 電路元件參數(shù)的設(shè)計(jì)與計(jì)算

定量計(jì)算電路中L1、L2、C2和R2需要假設(shè)M1管為理想開關(guān)器件，當(dāng)飽和導(dǎo)通時(shí)阻抗為0，截止時(shí)阻抗為無(wú)窮大，同時(shí)滿足如下條件。

1） 電路中的電容和電感均無(wú)寄生電阻；

2） 串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)品質(zhì)因數(shù)非常好，對(duì)基波短路，諧波開路；

3） 線圈L1很大，對(duì)直流信號(hào)短路，交流信號(hào)開路；

4） Q值選擇適當(dāng)，不發(fā)生阻尼過(guò)大或過(guò)小的現(xiàn)象；

5） 開關(guān)性能兩個(gè)邊界條件的約束，零電壓開關(guān)[11]（ZVS）uDS（wt=0）=0，與零電壓導(dǎo)數(shù)（ZVDS）切換[1][duDS（wt=0）dwt=0]。

在規(guī)定輸出功率Pout之后，負(fù)載R2便與Udc產(chǎn)生了依賴關(guān)系。為了得到更高的效率，在開關(guān)管M1的擊穿電壓范圍內(nèi)，盡可能采用較高的[Udc]。負(fù)載R2、Pout、[Udc]之間的關(guān)系[12]如下：

[R2=0.58（Udc-UDS）2Pout] （8）

Q值的選取一般是既要回路效率高又要諧波少，兩者適當(dāng)兼顧，在5～20之間為宜。Q值確定后，可求出[L2]，公式如下：

[L2=QRw] （9）

[C1]和[C2]的計(jì)算公式為：

[C1≈15.447wR] （10）

[C2≈C15.447Q1+1.42Q-2.08] （11）

基于上述公式，該電路元件參數(shù)如表1所示。

3" 仿真分析

3.1" GaN HEMT器件I?V特性仿真

對(duì)GaN HEMT的輸出特性進(jìn)行仿真，并與Si MOSFET的仿真結(jié)果進(jìn)行對(duì)比。圖5為I?V特性測(cè)試電路，分別在柵端和漏端加直流電壓VGS和VDS，此時(shí)寄生電容視為開路，寄生電感視為短路。對(duì)VGS和VDS進(jìn)行直流參數(shù)掃描，Si MOSFET和GaN HEMT輸出特性仿真結(jié)果如圖6所示。

由圖6可知，Si MOSFET器件的開啟電壓VGSgt;6 V，GaN HEMT器件的開啟電壓VGSgt;1 V，說(shuō)明GaN HEMT器件所需的柵極電荷比Si MOSFET要小。此外，從圖6中還可知，GaN HEMT比Si MOSFET的飽和導(dǎo)通電阻要小，當(dāng)Si MOSFET處于飽和狀態(tài)時(shí)，隨著VDS的增加，IDS也逐漸增大，而GaN HEMT幾乎為一條平坦的直線，表明非分段GaN HEMT器件模型的收斂較好。

3.2" EF2類功率放大器的仿真

進(jìn)一步對(duì)應(yīng)用GaN HEMT開關(guān)的EF2功率放大器進(jìn)行模擬仿真，并與Si MOSFET作為開關(guān)管的EF2功率放大器進(jìn)行對(duì)比。

圖7所示為EF2功率放大器仿真電路圖。其中電源Vdc=35 V，開關(guān)管M1柵端信號(hào)為占空比0.5的脈沖波，GaN HEMT驅(qū)動(dòng)電壓為4 V，Si MOSFET的驅(qū)動(dòng)電壓為9 V。工作頻率為10 MHz，C1=425.33 pF，C2=276.89 pF，C3=553.78 pF，L1=6.2 μH，L2=1.03 μH。

漏源電壓[VDS]與漏極電流[IDS]仿真波形如圖8所示。由圖8a）、圖8b）可知：VDSmax?Si=3.38VDD，IDSmax?Si=6.34 A；VDSmax?GaN=3.65VDD，IDSmax?GaN=7.25 A。當(dāng)Si MOSFET和GaN HEMT開關(guān)管處于導(dǎo)通時(shí)，Si MOSFET存在較大的漏源電壓，而GaN HEMT幾乎為0，說(shuō)明GaN HEMT器件的導(dǎo)通電阻Ron比Si MOSFET小很多，從而說(shuō)明GaN HEMT器件的開關(guān)損耗小。

開關(guān)管的漏源電壓[VDS]為脈沖波形，對(duì)其進(jìn)行傅里葉級(jí)數(shù)變換，所得公式如下所示：

[VDS（t）=αE+2Eπn=1∞sin（αnπ）ncos（nwt）] （12）

式中E為[VDS（t）]的峰值電壓。漏源電壓[VDS（t）]中，所含的高次諧波中二次諧波為主要成份，因此，濾波支路的電感L3和電容C3選取應(yīng)滿足下式：

[f=12πL3C3=nfs] （13）

圖9a）、b）分別為Si MOSFET、GaN HEMT EF2功率放大器負(fù)載R2兩端的電壓波形，其中GaN HEMT EF2功率放大器VR峰值比Si MOSFET大，主要原因?yàn)镚aN HEMT器件的開關(guān)損耗比Si MOSFET的要小，將輸入功率的大部分都轉(zhuǎn)換給了負(fù)載R2。

表2所示為GaN HEMT和Si MOSFET EF2功率放大器工作頻率為10～20 MHz時(shí)的效率值。由此可知，GaN HEMT EF2功率放大器的漏極傳輸效率η約為95%，Si MOSFET的漏極傳輸效率η約為80%。

隨著開關(guān)頻率的升高，GaN HEMT EF2功率放大器的漏極傳輸效率基本上不發(fā)生變化，而Si MOSFET的漏極傳輸效率有著明顯的下降趨勢(shì)，圖10所示為在相同的開關(guān)頻率下兩者的漏極傳輸效率對(duì)比結(jié)果。

4" 結(jié)" 論

本文采用行為模型對(duì)GaN HEMT器件進(jìn)行建模，該模型具有良好的收斂性，收斂速度快。GaN HEMT器件和Si MOSFET器件在相同的驅(qū)動(dòng)電壓條件下，GaN HEMT的飽和電壓更小，飽和電流更大。除此之外，仿真測(cè)試結(jié)果還表明，GaN HEMT器件的飽和導(dǎo)通電阻小，開關(guān)損耗小。將構(gòu)建的GaNHEMT模型運(yùn)用到EF2類功率放大器，對(duì)GaNHEMT EF2類功率放大器和Si MOSFET EF2類功率放大器傳輸效率進(jìn)行對(duì)比，結(jié)果表明，GaN HEMT EF2類功率放大器的漏極傳輸效率比Si MOSFET的要高，這個(gè)優(yōu)勢(shì)在高頻時(shí)更加明顯。該模型在實(shí)際的電力電子工程設(shè)計(jì)中，具有良好的應(yīng)用價(jià)值。

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