基于時(shí)域近似法的CLLC諧振變換器參數(shù)設(shè)計(jì)

摘 要：針對現(xiàn)行主流的基波分析法在電壓增益計(jì)算時(shí)準(zhǔn)確度較差，以及傳統(tǒng)的諧振參數(shù)設(shè)計(jì)方法在對電池這類非阻性電源負(fù)載時(shí)存在參數(shù)難以確定的問題，提出基于時(shí)域近似法的CLLC諧振參數(shù)計(jì)算，解決了電壓增益精確度和參數(shù)選取困難的問題。首先建立變換器的P、N、O等3種模態(tài)的時(shí)域方程，通過對運(yùn)行時(shí)主要工作模式中PO、PN波形的簡化，求出對應(yīng)模式的電壓增益公式，以電壓增益范圍和全局軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)作為參數(shù)選取的約束條件，求出具體的諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)；然后利用MATLAB搭建仿真實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ停瑢?shí)現(xiàn)全局軟開關(guān)和電壓增益要求，在諧振頻率下工作效率均在95%以上。仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提設(shè)計(jì)方法的可行性。

關(guān)鍵詞：CLLC諧振變換器；諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)；時(shí)域近似法；全局軟開關(guān)

中圖分類號(hào)：TN624 DOI：10.16375/j.cnki.cn45-1395/t.2024.01.009

0 引言

隨著新能源技術(shù)和電動(dòng)汽車產(chǎn)業(yè)的迅速發(fā)展，將電動(dòng)汽車作為儲(chǔ)能設(shè)備的V2G概念也隨之而來。雙向DC-DC作為V2G的核心部件，高功率密度和高轉(zhuǎn)換效率的雙向DC-DC變換器已經(jīng)成為學(xué)界的研究熱點(diǎn)之一[1-3]。近年來，諧振型DC-DC變換器受到了越來越多的關(guān)注，尤其是CLLC諧振變換器。CLLC諧振變換器在正反向運(yùn)行時(shí)都可以在寬電壓輸出范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)逆變側(cè)開關(guān)管的ZVS和整流側(cè)開關(guān)管的ZCS，不需要輔助其他的換流且控制簡單[4-5]。

CLLC諧振變換器能否實(shí)現(xiàn)高轉(zhuǎn)換效率和高功率密度與其諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)密切相關(guān)，并且諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)也是保證CLLC變換器正常運(yùn)行的關(guān)鍵因素。CLLC諧振變換器的諧振參數(shù)量較多且工作范圍的頻率較寬，在采用試驗(yàn)迭代法進(jìn)行參數(shù)選取時(shí)易陷入局部最優(yōu)。為了選取全局范圍內(nèi)的最優(yōu)參數(shù)，國內(nèi)外一些學(xué)者將智能算法引入?yún)?shù)設(shè)計(jì)中[6-7]。文獻(xiàn)[6]針對基波分析法結(jié)合試驗(yàn)迭代法的參數(shù)設(shè)計(jì)方法中優(yōu)化效果有限的問題，提出了利用布谷鳥算法進(jìn)行優(yōu)化，增強(qiáng)了全局搜索能力，所設(shè)計(jì)的參數(shù)精度更高。除了諧振參數(shù)自身會(huì)對變換器產(chǎn)生影響之外，外界的環(huán)境因素和諧振參數(shù)之間的數(shù)學(xué)關(guān)系也會(huì)對變換器的工作特性和穩(wěn)定性產(chǎn)生影響[8-11]。文獻(xiàn)[8]將工作功率和溫度的變化對電感、電容的影響考慮到參數(shù)設(shè)計(jì)中，并且提出一種保持電路穩(wěn)定性的參數(shù)設(shè)計(jì)方案，使得變換器在功率和外界溫度發(fā)生變化時(shí)仍能穩(wěn)定的工作。文獻(xiàn)[9]首先分析了勵(lì)磁電感與諧振電感之比對變換器的影響，其次詳細(xì)分析了限制電感比增大的2個(gè)因素，最后在這2個(gè)限制因素下推導(dǎo)出最大電感比，從而提高了變換器的效率。目前主流的CLLC諧振變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)是建立在基波分析法和時(shí)域分析法的2種建模分析方法上。文獻(xiàn)[12]提出了一種基于基波分析法的CLLC變換器諧振參數(shù)的設(shè)計(jì)方法，并且給出了最優(yōu)參數(shù)的選取方法，但是在設(shè)計(jì)過程中依舊將電池等效為一個(gè)恒定電阻，并且沒有解決基波分析法在偏離諧振點(diǎn)時(shí)電壓增益精確度較差的問題。文獻(xiàn)[13]在參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)考慮到電池這類非阻性有源負(fù)載在工作時(shí)電阻變化的因素，針對電池的這一特點(diǎn)提出一種在滿足全局軟開關(guān)運(yùn)行條件下的參數(shù)優(yōu)化方法，雖然提高了設(shè)計(jì)的精度，但是增加了參數(shù)設(shè)計(jì)過程中的復(fù)雜程度，失去了基波分析法在參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)簡易性的優(yōu)勢。文獻(xiàn)[14]通過對CLLC諧振變換器的P、N、O等3種模態(tài)建立時(shí)域方程，得到了較為精確的電壓、電流表達(dá)式和增益曲線，但是大多數(shù)表達(dá)式都屬于超越方程，沒有可以作為設(shè)計(jì)指導(dǎo)的現(xiàn)實(shí)意義。

鑒于上述2種建模分析方法在簡易性和準(zhǔn)確性上不可兼得的問題，本文提出一種基于時(shí)域近似法的CLLC諧振變換器參數(shù)設(shè)計(jì)方法。首先建立CLLC諧振變換器在P、N、O等3種模態(tài)下的時(shí)域方程，由于在PO模式中O模態(tài)的電流幾乎保持不變和NP模式下N模態(tài)出現(xiàn)時(shí)間較短的現(xiàn)象，因此，對O模態(tài)和N模態(tài)時(shí)的電壓、電流波形進(jìn)行簡化，并推導(dǎo)出電壓增益公式，依據(jù)電壓增益公式和工作模式的邊界條件得到適合的諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)。通過搭建一個(gè)5 kW的CLLC諧振變換器模型對所提設(shè)計(jì)方法進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，結(jié)果表明其符合參數(shù)設(shè)計(jì)的精度要求。

1 時(shí)域近似法下的電路特性分析

CLLC諧振變換器的拓?fù)淙鐖D1所示。

圖1中，Lm為勵(lì)磁電感，Cr1、Cr2分別為一次側(cè)和二次側(cè)諧振電容，Lr1、Lr2分別為一次側(cè)和二次側(cè)諧振電感，n為變壓器變比。變換器正向運(yùn)行時(shí)，功率由一次側(cè)傳遞到二次側(cè)，開關(guān)管S1—S4承擔(dān)逆變工作，二次側(cè)通過S5—S8的寄生二極管完成整流工作。同理，反向運(yùn)行時(shí)開關(guān)管S5—S8完成逆變工作，S1—S4的寄生二極管完成整流工作，U1、U2分別為輸入電壓和輸出電壓。

為了保證正反向運(yùn)行時(shí)具有相同的增益特性，同時(shí)在進(jìn)行參數(shù)計(jì)算時(shí)減少變量數(shù)目，即

[Lr1=n2Lr2，Cr1=Cr2/n2，k=Lm/Lr1，fn=fs/fr，] （1）

式中：[fn]為標(biāo)幺開關(guān)頻率；[fs]為開關(guān)頻率；[fr]為諧振頻率。

1.1 升壓過程分析

當(dāng)[fs]＜[fr]時(shí)，電壓增益大于1，變換器工作在升壓狀態(tài)[12]。根據(jù)半個(gè)周期內(nèi)不同的二次側(cè)橋臂中點(diǎn)電壓將變換器的運(yùn)行模態(tài)分為3種：P模態(tài)（二次側(cè)橋臂中點(diǎn)電壓為+U2）、N模態(tài)（二次側(cè)橋臂中點(diǎn)電壓為-U2）、O模態(tài)（二次側(cè)橋臂中點(diǎn)電壓為0）。當(dāng)變換器工作在欠諧振工況下，會(huì)出現(xiàn)OPO、PO、PON、PN等4種工作模式。由于在進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，是以最惡劣工況作為設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn)，因此，不需要考慮OPO模式。欠諧振狀態(tài)下幾種工作模式變化關(guān)系如圖2所示。

通過上述分析，在欠諧振升壓的工況下，需要求出PO模式下CLLC諧振變換器的電壓增益公式和PO、PON等2種工作模式之間的邊界條件。

P模態(tài)下CLLC諧振變換器的等效電路如圖3所示。

根據(jù)等效電路，建立CLLC諧振變換器的P模態(tài)狀態(tài)方程，并求解出電流和電壓的表達(dá)式為

[ir1（t）=A1psin（ωrt+φ1）+A2psin（ωk1t+φ2），] （2）

式中：t為變換器運(yùn)行時(shí)間。

[uCr1（t）=-Lr1/Cr1A1pcos（ωrt+φ1）-]

[Lr1/Cr1k1] [A2pcos（ωk1t+φ2）+U1，] （3）

[ir2（t）=A1psin（ωrt+φ1）-A2psin（ωk1t+φ2），] （4）

[uCr2（t）=-Lr1/Cr1A1pcos（ωrt+φ1）+ ][Lr1/Cr1k1]×

[A2pcos（ωk1t+φ2）-U2，] （5）

[im（t）=ir1（t）-ir2（t）=2A2psin（ωk1t+φ2），]（6）

式中：[ωr=1/Lr1Cr1]；[k1=1/（2k+1）]；[ωk1=k1ωr]；[A1p]、[A2p]、[φ1]、[φ2]均為未知量。

圖4為PO模式電壓、電流波形圖，其中ugs為MOSFET管驅(qū)動(dòng)電壓，ir1、im、ir2分別為一次側(cè)諧振電流、勵(lì)磁電流和二次側(cè)諧振電流，uCr1、uCr2分別為一次側(cè)諧振電容電壓和二次側(cè)諧振電容電壓。

將O模態(tài)下的勵(lì)磁電流值近似為一個(gè)恒定值，并根據(jù)圖4中 PO模式下電壓、電流波形的對稱性可以解出PO模式下的電壓增益公式為

[MPO=1/1-πtanπ/（22k+1）/2k+11/fn-1.]

（7）

從式（7）可以看出，對O模態(tài)的勵(lì)磁電流進(jìn)行近似等效后，所求的電壓增益公式與負(fù)載無關(guān)，只與參數(shù)k和標(biāo)幺開關(guān)頻率相關(guān)。根據(jù)式（7）可以繪制出不同k值對電壓增益（M）曲線的影響，如圖5所示。

從圖5可以得出與基波分析法一致的結(jié)論：k值越小獲得的電壓增益將越大，電壓增益曲線隨著開關(guān)頻率的增大單調(diào)遞減。

PO模式與PON模式的邊界條件為：在PO模態(tài)結(jié)束前，一次側(cè)的諧振電容不會(huì)在三元諧振過程中過充使得二次側(cè)的二極管提前導(dǎo)通，約束關(guān)系式為

[U1+U2gt;uCr1Tp+uCr2Tp+ImCr1Ts2-Tp，] （8）

式中：Im為勵(lì)磁電流。

根據(jù)式（8）可以推導(dǎo)出Lr1的限制條件為

[Lr1lt;U1U2fnπ2Poutfr，] （9）

式中：Pout為輸出功率。

由于CLLC諧振變換器的雙向運(yùn)行分別為正向恒功率調(diào)壓和反向恒功率穩(wěn)壓2種狀態(tài)，因此，式（9）在2種不同的狀態(tài)下表達(dá)式也有所不同。

當(dāng)CLLC諧振變換器工作在正向恒功率調(diào)壓時(shí)，

[Lr1lt;U21Mfnπ2Poutfr.] （10）

當(dāng)CLLC諧振變換器工作在反向恒功率穩(wěn)壓時(shí)，

[Lr1lt;U23fnπ2Poutfr，] （11）

式中：[U]3為反向工作時(shí)的輸出電壓。

1.2 降壓過程分析

過諧振狀態(tài)下，CLLC諧振變換器的阻抗特性始終呈現(xiàn)感性，因此，在降壓過程分析中只需考慮對應(yīng)工作模式的電壓增益即可。NP模式為CLLC諧振變換器在過諧振狀態(tài)下的主要工作方式，與欠諧振狀態(tài)相反的是在過諧振狀態(tài)下，隨著負(fù)載的不斷減輕，電壓增益隨著開關(guān)頻率增大而下降的趨勢會(huì)越來越緩，并且過高的開關(guān)頻率使得變換器的效率也在不斷地降低。

在整個(gè)NP模式中，N模態(tài)存在的時(shí)間較短，因此，在求解NP模式下的電壓增益公式時(shí)可以將N模態(tài)等效為P模態(tài)進(jìn)行計(jì)算。

圖6為NP模式電壓、電流波形圖。

根據(jù)圖6中電壓、電流的對稱性與PO模式相似，可以推導(dǎo)出NP模式的電壓增益公式為

[MNP=1-tanπ22k+1fnsinπfn2k+1（1-cosπfn）1+tanπ22k+1fnsinπfn2k+1（1-cosπfn）+2π2LrfrnReqfn（1+cosπfn1-cosπfn）.]

（12）

式（12）中的電壓增益仍與負(fù)載有關(guān)，會(huì)在參數(shù)設(shè)計(jì)過程帶來較大的復(fù)雜性，因?yàn)樨?fù)載越輕，降壓越困難，因此，以選取過諧振狀態(tài)的最惡劣工況的電壓增益為設(shè)計(jì)依據(jù)，即空載情況下，空載工況下等效電路如圖7所示。

O模態(tài)下電壓、電流表達(dá)式為

[ir1（t）=A1Osin（ωk2t+φ1O），]

[uCr1（t）=-A1OLr1/Cr1k2cos（ωk2t+φ1O）+U1， " " " （13）]

式中：[ωk2=k2ω2]；[A1O]、[φ1O]為未知數(shù)。

空載情況下電壓增益公式為

[MO=k（k+1）cosπ/2fn（k+1）.] （14）

2 CLLC諧振變換器參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1 參數(shù)設(shè)計(jì)目標(biāo)

以輸入電壓為580 V、輸出電壓為330 ～420 V、最大輸出功率為5 kW的用于V2G的CLLC諧振變換器為例，擬定諧振頻率為125 kHz，開關(guān)頻率為87.5～250.0 kHz。

CLLC諧振變換器參數(shù)的本質(zhì)問題是在實(shí)現(xiàn)電壓增益和軟開關(guān)的前提下，盡可能減小導(dǎo)通損耗以此來提升變換器的效率。根據(jù)k與Lr1的關(guān)系和圖5中k對電壓增益的影響可知，不管是k的減小，還是Lr1的減小，都可以使電壓增益提高，但是這兩者的減小會(huì)讓Lm減小，使得無功功率增加，Lr1和k對變換器性能的影響沒有強(qiáng)弱之分。Lm、k、Lr1存在一個(gè)[Lm=k×Lr1]的數(shù)學(xué)關(guān)系，因此，CLLC諧振變換器的最優(yōu)設(shè)計(jì)參數(shù)為在滿足k、Lr1的可行域下兩者乘積的最大值。

2.2 變壓器變比的選取

CLLC諧振變換器輸入、輸出電壓對應(yīng)關(guān)系如圖8所示。

正向工作時(shí)，580/n～420 V在欠諧振區(qū)進(jìn)行升壓得到；580/n V在諧振頻率點(diǎn)得到；330～580/n V在過諧振區(qū)降壓得到。因?yàn)镃LLC諧振變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)為對稱參數(shù)，因此反向運(yùn)行與正向類似，在此處不再贅述。

正反向電壓增益范圍為

[正向：420n580gt;Mgt;330n580反向：580330ngt;Mgt;580420n?1.76gt;ngt;1.38][.] （15）

為了在盡可能窄的調(diào)頻范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)雙向電壓增益，正反向的電壓增益的范圍應(yīng)該保持一致，雙向電壓增益范圍與變壓器變比（n）的關(guān)系如圖9所示。

由圖9可知，當(dāng)變壓器變比[n=1.56]時(shí)，CLLC諧振變換器具有一致的正反向電壓增益范圍，電壓的增益范圍為0.89～1.13。

2.3 電感比的確定

為了使所需的電壓增益范圍在設(shè)計(jì)范圍之內(nèi)，需要滿足

[Mfn，mingt;M1，Mfn，maxlt;M2.] （16）

根據(jù)設(shè)計(jì)需求，[M1]為最大電壓增益，[M2]為最小電壓增益，[fn，max=2].0，[fn，min=0.7]，將其代入式（7）和式（14），可以得出電感比（k）的取值范圍為

[klt;9.11， "fn，max=2.0，klt;5.61， "fn，min=0.7.] （17）

綜上所述，k取5.60，將其代入式（7）和式（14）可以計(jì)算出當(dāng)標(biāo)幺開關(guān)頻率[fn在0.79～1.99]時(shí)即可滿足所需電壓增益范圍。

2.4 一次側(cè)諧振電感的確定

根據(jù)邊界條件分析可知，Lr1的取值與輸出功率相關(guān)，并且輸出功率越大，Lr1的取值就相對較小，因此，取最惡劣工況即[Pout=5 kW]，正向運(yùn)行時(shí)輸入電壓取[U1=580 V]，反向運(yùn)行時(shí)輸出電壓取[U2=580 V]，根據(jù)式（10）和式（11）將Lr1與fn的關(guān)系繪制在Lr1-fn平面內(nèi)，如圖10所示。

綜合正反向運(yùn)行狀態(tài)分析，最終選取[Lr1=38.10 μH]。

2.5 勵(lì)磁電感[Lm]取值范圍確定

CLLC諧振變換器軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)，不僅要滿足公式（9）中的邊界條件，還要在死區(qū)時(shí)間內(nèi)完成對開關(guān)管結(jié)電容的充放電，所以[Lm]的取值應(yīng)滿足

[Lm≤td8fs，maxCoss .] （18）

以Cree公司型號(hào)為C3M0075120K的MOSFET管為例，數(shù)據(jù)手冊上給出的輸出電容[Coss=58 pF]，死區(qū)時(shí)間[td=200 ns]；根據(jù)所設(shè)計(jì)目標(biāo)的開關(guān)頻率，最大開關(guān)頻率[fs，max=250] kHz；根據(jù)式（18）和[Lm=k×Lr1]關(guān)系可知，Lm最優(yōu)取[213.40 μH]。諧振腔參數(shù)設(shè)計(jì)如表1所示。

從上述設(shè)計(jì)中可以看出，相比于基波分析法，本文提出的設(shè)計(jì)方法更為簡便，本文以輸出功率為依據(jù)直接設(shè)計(jì)Lr的取值，避免了基波分析法中電池在充放電過程中負(fù)載不斷變化使得設(shè)計(jì)參數(shù)難以確定的問題。

3 仿真實(shí)驗(yàn)與結(jié)果分析

由于所設(shè)計(jì)的CLLC諧振變換器是參數(shù)對稱，所以在仿真驗(yàn)證時(shí)只進(jìn)行正向運(yùn)行驗(yàn)證，在正向運(yùn)行時(shí)分別在額定負(fù)載（[R0e=30 Ω]）、半載（[R0h=60 Ω]）和輕載（[R0q=140 Ω]）情況下測試電壓增益，驗(yàn)證所推導(dǎo)電壓增益公式的準(zhǔn)確性，測試時(shí)輸入恒定電壓580 V。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖11所示。

從圖11可以看出，在3種不同負(fù)載的情況下，開關(guān)頻率偏離諧振點(diǎn)（[fn=1]）越遠(yuǎn)，通過基波分析法計(jì)算出的電壓增益與仿真所得到的電壓增益誤差就越大，說明采用基波分析法進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)精確度較差。所提設(shè)計(jì)方法計(jì)算出的電壓增益值在全局范圍內(nèi)都接近于仿真值，相比于基波分析法精確度更高。

分別測試A、B、C 3個(gè)不同頻率點(diǎn)處軟開關(guān)能否實(shí)現(xiàn)，即：A點(diǎn)為最大增益點(diǎn)，B點(diǎn)為諧振點(diǎn)，C點(diǎn)為最小增益點(diǎn)。各點(diǎn)的開關(guān)電壓、電流測試波形如圖12所示。為了方便觀察，對[Ugs1]和[ir1]分別做了20倍和10倍的放大。其中A點(diǎn)的工作頻率為98.75 kHz，B點(diǎn)工作頻率為125.00 kHz，C點(diǎn)工作頻率為143.75 kHz，3個(gè)工作點(diǎn)輸入電壓均為580 V。

圖12中，紅色圓圈標(biāo)記表示MOSFET管的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)（Ugs1）還未到達(dá)，橋臂中點(diǎn)電壓（Uab）已經(jīng)變號(hào)，此時(shí)諧振電流（ir1）還未過0，此時(shí)MOSFET的寄生二極管導(dǎo)通，MOSFET管的兩端電壓為0，說明實(shí)現(xiàn)了MOSFET管的零電壓開通。

仿真模型在額定輸入電壓時(shí)得到的不同輸出功率下的效率如圖13所示，運(yùn)行效率均在95%以上，最高效率接近97.5%，在2 500 W之后效率有所下降，是由于輸出電壓升高導(dǎo)致開關(guān)頻率降低，使得變換器三元諧振時(shí)間變長，造成無功環(huán)流增加。

4 結(jié)論

本文在時(shí)域分析法的基礎(chǔ)上，對PO模式和NP模式關(guān)鍵波形進(jìn)行近似處理，利用波形在一個(gè)周期內(nèi)的對稱性，分析了各模式切換的邊界條件，計(jì)算出在不同模式下的增益公式，并給出了一套完整的參數(shù)設(shè)計(jì)方法。針對傳統(tǒng)設(shè)計(jì)方法因電池在充放電過程中負(fù)載變化導(dǎo)致的設(shè)計(jì)參數(shù)不好確定的問題，本文在最惡劣工況下通過求出Lr1值來避免在設(shè)計(jì)過程中因負(fù)載變化帶來的影響，并根據(jù)Lm、k、Lr1三者存在的數(shù)學(xué)關(guān)系和Lm的取值范圍選取最優(yōu)的Lm值，盡可能地減少無功環(huán)流造成的功率損耗，整體提高變換器的工作效率。最后通過一個(gè)輸出功率5 kW、輸入電壓580 V、輸出電壓范圍330～420 V的CLLC諧振變換器的仿真模型對設(shè)計(jì)方法進(jìn)行驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)方法能使CLLC諧振變換器在全范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)并滿足電壓增益和工作效率要求。

參考文獻(xiàn)

[1] HEYDARI-DOOSTABAD H，O'DONNELL T. A wide-range high-voltage-gain bidirectional DC-DC converter for V2G and G2V hybrid EV charger[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2022，69（5）：4718-4729.

[2] HSU Y C，KAO S C，HO C Y，et al. On an electric scooter with G2V/V2H/V2G and energy harvesting functions[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2018，33（8）：6910-6925.

[3] KUMAR G G，SUNDARAMOORTHY K. Dual-input nonisolated DC-DC converter with vehicle-to-grid feature[J].IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics，2022，10（3）：3324-3336.

[4] LEE B K，KIM J P， KIM S G，et al. An isolated/bidirectional PWM resonant converter for V2G（H） EV on-board charger[J].IEEE Transactions on Vehicular Techno-logy，2017，66（9）：7741-7750.

[5] 賈海洋，黃楊濤，王來利，等. 高功率密度寬增益CLLC諧振變換器的設(shè)計(jì)研究[J].電力電子技術(shù)，2018，52（8）：45-47，51.

[6] 江友華，帥祿瑋，吳琦娜，等. 基于布谷鳥算法的雙向直流電子變壓器諧振參數(shù)優(yōu)化[J].太陽能學(xué)報(bào)，2021，42（11）：485-494.

[7] LIN F F，ZHANG X，LI X Z，et al. Parameter design for symmetrical CLLC-type DC transformer considering cascaded system stability and power efficiency[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics，2021，9（5）：6219-6231.

[8] HUANG J J，ZHANG X，SHUAI Z K，et al. Robust circuit parameters design for the CLLC-type DC transformer in the hybrid AC-DC microgrid[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2019，66（3）：1906-1918.

[9] 孫欣楠，陳敏，李博棟，等. 基于電感比分析的CLLC諧振變換器效率優(yōu)化[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2021，41（8）：2825-2834.

[10] 孫元崗，同向前，李庚，等. 一種雙向諧振型高頻直流變壓器通用參數(shù)設(shè)計(jì)方法[J].電力系統(tǒng)保護(hù)與控制，2021，49（5）：29-35.

[11] SUN L，MA Y J，WANG J，et al. Analysis and design of asymmetric CLLC resonant DC-DC converter[J].International Transactions on Electrical Energy Systems，2020，30（5）：1-11.

[12] 徐國凱，劉旭. CLLLC雙向諧振變換器諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計(jì)[J].電源技術(shù)，2020，44（7）：1045-1049.

[13] 趙烈，裴云慶，劉鑫浩，等. 基于基波分析法的車載充電機(jī)CLLC諧振變換器參數(shù)設(shè)計(jì)方法[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2020，40（15）：4965-4977.

[14] 王菲菲，張方禹，戴慧純，等. 基于時(shí)域分析的CLLC雙向諧振變換器優(yōu)化設(shè)計(jì)[J].電力電子技術(shù)，2019，53（6）：80-82.

[15] 馬明，羅文廣，王志濤，等. 基于LTspice的半橋LLC諧振變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)與仿真[J].廣西科技大學(xué)學(xué)報(bào)，2020，31（3）：28-36.

[16] 王濤，羅文廣. 基于SiC器件車載雙向全橋CLLC諧振變換器設(shè)計(jì)及其控制方法研究[J].廣西科技大學(xué)學(xué)報(bào)，2021，32（2）：33-40，64.

Parameter design of CLLC resonant converter based on time domain approximation method

WANG Guosheng1， 2， LIU Shengyong*1， 2， LUO Huiyou1

（1. School of Automation， Guangxi University of Science and Technology， Liuzhou 545616， China;

2. Key Laboratory of Guangxi Automobile Component and Vehicle Technology

（Guangxi University of Science and Technology）， Liuzhou 545616， China）

Abstract： Resonant network parameters are the key factors for the stable operation of CLLC resonant converter. The CLLC resonant parameter calculation based on the time domain approximation method is proposed in this paper in view of the poor accuracy of the fundamental wave analysis method in voltage gain calculation and the difficult parameter selection of the traditional resonant parameter design method for non-resistive active loads such as batteries. Firstly， the time domain equations of P， N and O modes of the converter are established， and the voltage gain equations of the corresponding modes are derived by simplifying the waveforms of the main operating modes， and the specific resonant network parameters are derived by using the voltage gain range and the implementation of global soft switching as the constraints for parameter selection. Then， the simulation experimental model is built on MATLAB， and the global soft switching and voltage gain requirements are realized， and the working efficiency is above 95% at resonant frequency. The simulation experimental results verify the feasibility of the proposed design method.

Keywords： CLLC resonant converter; resonant network parameter; time domain approximation method; global soft switching

（責(zé)任編輯：羅小芬）