微波光子信號同步及其在分布式相參雷達(dá)中的應(yīng)用

潘時龍,章志健,王祥傳*,劉 熙,楊思豪,曹欣榮,王立晗,程 強(qiáng),3,4,馬 叢,丁澤勇,郭德明,伍光新

(1. 南京航空航天大學(xué) 微波光子技術(shù)國家級重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 江蘇 南京 211106) (2. 南京電子技術(shù)研究所, 江蘇 南京 210039; 3. 雷達(dá)探測感知全國重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 江蘇 南京 210039) (4. 江蘇省探測感知技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 江蘇 南京 210039)

0 引 言

戰(zhàn)場環(huán)境探測與感知是現(xiàn)代戰(zhàn)爭中敵我雙方博弈的焦點(diǎn)領(lǐng)域,對雷達(dá)等關(guān)鍵軍事電子裝備的性能提出了極高的要求。受到體積、重量和功耗等因素的限制,單平臺雷達(dá)的探測性能越來越難以提升。此外,由于單平臺雷達(dá)在空間維度上的單一性,它極易被定位和干擾,導(dǎo)致其在戰(zhàn)場上的生存能力受到嚴(yán)重威脅[1]。與此相對,分布式孔徑雷達(dá)通過布設(shè)多個獨(dú)立、分置的雷達(dá)單元,利用空間分集的方式對目標(biāo)進(jìn)行探測,實(shí)現(xiàn)了高性能雷達(dá)“化整為零”的結(jié)構(gòu)改變。這種方式不僅顯著降低了雷達(dá)對平臺資源的需求,還為雷達(dá)提供了新的空間維度,從而提高了其可靠性、靈活性和抗干擾能力[2]。根據(jù)信號處理方式的不同,分布式孔徑雷達(dá)按工作體制可分為非相參體制和相參體制[3]。分布式非相參雷達(dá)采用數(shù)據(jù)級融合處理方式,可以實(shí)現(xiàn)信息的協(xié)同,但丟棄了信號相位等信息,對于提高雷達(dá)射頻相關(guān)性能的增益有限。而分布式相參雷達(dá)采用信號級融合處理方式,通過相參疊加,可有效提高系統(tǒng)的信噪比。例如,將N部雷達(dá)單元進(jìn)行收發(fā)相參,理論上可將信噪比提升N3倍,從而顯著提升系統(tǒng)的探測威力與跟蹤能力。此外,分布式相參雷達(dá)還能將空間分置的天線合成龐大的虛擬孔徑,大幅提升系統(tǒng)的角分辨能力。

基于上述獨(dú)特優(yōu)勢,自2003年美國林肯實(shí)驗(yàn)室提出分布式相參雷達(dá)概念以來,分布式相參技術(shù)已成為現(xiàn)代雷達(dá)前沿領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)。2004年和2005年,林肯實(shí)驗(yàn)室分別進(jìn)行了兩次全相參外場實(shí)驗(yàn),利用兩個分布式雷達(dá)單元成功對水塔、飛機(jī)和火箭等復(fù)雜目標(biāo)開展了探測,實(shí)現(xiàn)了接收相參近6dB、全相參近9 dB的合成增益[4]。隨后,該實(shí)驗(yàn)室又分別在2008年和2014年驗(yàn)證了Ku波段和W波段分布式相參雷達(dá)的可行性和相參性能[5-6]。在國內(nèi),針對分布式相參雷達(dá)中的節(jié)點(diǎn)布陣方式、信號同步技術(shù)、相參處理方法、系統(tǒng)研制和性能評估等關(guān)鍵內(nèi)容,北京理工大學(xué)[7]、南京航空航天大學(xué)[8-9]、清華大學(xué)[10]、南京電子技術(shù)研究所[11]、北京無線電測量研究所[12]等多家單位開展了廣泛研究,取得了一系列重要成果,成功驗(yàn)證了分布式相參雷達(dá)的可行性和性能優(yōu)勢。

然而,目前國內(nèi)較為成熟的分布式相參雷達(dá)工程驗(yàn)證大多集中在低頻段的地基雷達(dá)系統(tǒng)中,主要原因在于實(shí)現(xiàn)分布式相參雷達(dá)的物理基礎(chǔ)是平臺間信號的時間(時)、空間(空)、頻率(頻)、相位(相)同步,而隨著工作頻段和帶寬的增加,分布式相參雷達(dá)對信號時、空、頻、相的同步精度要求越來越高,使得傳統(tǒng)電學(xué)同步技術(shù)面臨著諸多難題。如：在有線同步方式中,電纜較大的傳輸損耗[13]限制了分布式相參雷達(dá)的布設(shè)范圍及靈活性,同時電纜的有限傳輸帶寬也制約了同步精度的進(jìn)一步提升;而基于射頻無線的同步方式,則面臨射頻波束較寬和多徑干擾等問題[14-16],難以滿足高頻分布式相參雷達(dá)對高同步精度的需求。

相較于傳統(tǒng)電學(xué)技術(shù),微波光子技術(shù)因其高頻、寬帶、低損耗和可并行處理等特點(diǎn)[17],在微波信號產(chǎn)生、傳輸、處理和測量等方面表現(xiàn)出了獨(dú)特的優(yōu)勢,為分布式相參雷達(dá)的高精度時、空、頻、相同步需求提供了新的解決手段[18-20]。本文首先介紹了分布式相參雷達(dá)對信號時、空、頻、相同步的要求,然后闡述近年來面向分布式相參雷達(dá)的微波光子時、空、頻、相同步技術(shù)的研究進(jìn)展,最后構(gòu)建了原理驗(yàn)證系統(tǒng),驗(yàn)證了微波光子分布式相參雷達(dá)的可行性,以期為分布式相參雷達(dá)的發(fā)展提供新的思路。

1 分布式相參雷達(dá)對信號同步性能的要求

圖1為微波光子分布式相參雷達(dá)的典型架構(gòu),包括中心節(jié)點(diǎn)和遠(yuǎn)端節(jié)點(diǎn)。各節(jié)點(diǎn)之間通過光鏈路(光纖或者空間激光)連接,形成了一個微波光子時、空、頻、相同步和信號傳輸網(wǎng)絡(luò),實(shí)現(xiàn)各個節(jié)點(diǎn)間的信號同步,為分布式相參探測提供物理基礎(chǔ)。

圖1 微波光子分布式相參雷達(dá)典型架構(gòu)

為了達(dá)到接近理論極限的信噪比增益,必須保證各雷達(dá)單元在時、空、頻、相同步等方面嚴(yán)格滿足相參約束條件。式(1)為相參增益損失與時、頻、相同步誤差的關(guān)系[21]

(1)

式中：N為節(jié)點(diǎn)個數(shù);B為信號帶寬;ΔTi與Δφi分別是時間和相位同步誤差。由式(1)可以看出,相參增益損失隨時、頻、相同步誤差的增加而增大。若要使相參增益損失不超過0.3 dB,其相位同步誤差應(yīng)小于15°,時間同步誤差應(yīng)小于0.16/B[22]。因此,為滿足高頻、寬帶分布式相參雷達(dá)的需求,亟需突破更高精度的時、頻、相同步技術(shù)。

在空間同步方面,為了獲得高角度分辨能力、抗干擾能力和抗毀傷能力,分布式孔徑雷達(dá)通常希望長的基線[23],這要求各雷達(dá)平臺間的空間基線測量具有大的測量范圍。此外,雷達(dá)天線的位置抖動以及雷達(dá)平臺間的相對運(yùn)動將直接耦合到信號相干疊加時的相位抖動和變化中,導(dǎo)致相參增益降低。以X波段雷達(dá)為例,15°的相位同步精度需要毫米級精度的三維空間位置測量。因此,分布式相參要求空間同步技術(shù)兼具高精度和大范圍特性。需要注意的是,考慮到目標(biāo)回波的相關(guān)性,分布式協(xié)同相參雷達(dá)對節(jié)點(diǎn)間基線長度有著以下典型約束[24-25]

(2)

式中：Φmax為最大約束相位偏差;λ為信號波長;R為目標(biāo)到基線中心點(diǎn)的距離;L為目標(biāo)垂直于視線方向的長度;θ為目標(biāo)中心到基線中心連線與地面的夾角。因此,對空間同步范圍的要求需根據(jù)分布式相參的實(shí)際應(yīng)用場景確定。

2 微波光子信號同步技術(shù)

2.1 微波光子相頻同步技術(shù)

在分布式相參雷達(dá)系統(tǒng)中,各雷達(dá)節(jié)點(diǎn)時鐘(本振信號)的相位和頻率穩(wěn)定性至關(guān)重要。任何微小的抖動都可能引發(fā)探測信號及回波信號的相位誤差,從而直接影響到相參合成增益。因此,實(shí)現(xiàn)高精度的信號相頻同步是實(shí)現(xiàn)高性能分布式相參雷達(dá)的關(guān)鍵。

目前,基于微波光子學(xué)的信號相頻同步技術(shù)主要分為主動相位補(bǔ)償法和被動相位失真法兩類。主動相位補(bǔ)償法通過檢測在鏈路中往返傳輸前后的微波信號的相位差,并利用反饋控制器件實(shí)現(xiàn)對該相位差的補(bǔ)償。當(dāng)前,常見的主動相位補(bǔ)償技術(shù)包括使用可調(diào)延時線和壓控振蕩器等進(jìn)行反饋預(yù)補(bǔ)償[26-28]。圖2為基于可調(diào)光延時線主動補(bǔ)償方法的典型架構(gòu)。在此方案中,中心節(jié)點(diǎn)的本振信號被調(diào)制到一個光載波上,經(jīng)過可調(diào)光延時線使信號相位增加預(yù)補(bǔ)償值φ0后在光纖鏈路進(jìn)行往返傳輸,鑒相器以中心節(jié)點(diǎn)參考源信號相位為基準(zhǔn),檢測回傳信號的相位變化,包括預(yù)補(bǔ)償值φ0和鏈路傳輸過程中的相位抖動值φ1。利用鑒相器輸出結(jié)果反饋控制可調(diào)光延時線對鏈路延時抖動進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償后送入單模光纖進(jìn)行傳輸,從而使遠(yuǎn)端節(jié)點(diǎn)接收信號的相位保持穩(wěn)定。

圖2 基于可調(diào)光延時線主動補(bǔ)償?shù)姆€(wěn)相架構(gòu)

雖然主動相位補(bǔ)償法能夠提供較高的相位同步精度,但受限于補(bǔ)償器件范圍有限、速度慢等問題,難以適應(yīng)動平臺場景下相頻參數(shù)變化劇烈的情況。

被動相位失真技術(shù)通過相位共軛實(shí)現(xiàn)相位抖動的預(yù)補(bǔ)償,進(jìn)而實(shí)現(xiàn)相位同步,具有結(jié)構(gòu)簡單、補(bǔ)償速度快、補(bǔ)償范圍不受限等優(yōu)點(diǎn)。該技術(shù)通過將參考信號和攜帶有鏈路抖動信息的探測信號進(jìn)行混頻,得到相位共軛信號后再次傳輸,從而實(shí)現(xiàn)信號相位抖動的被動消除。這種技術(shù)不需要使用復(fù)雜的主動補(bǔ)償器件、鑒相模塊和控制模塊等,更適用于靈活組網(wǎng)分布式相參雷達(dá)系統(tǒng)。

圖3為基于被動相位失真的光載射頻穩(wěn)相技術(shù)的典型架構(gòu)。首先,在中心節(jié)點(diǎn)處產(chǎn)生一個本振信號V1

V1=cos(ωt+φ0)

(3)

圖3 基于被動相位失真的穩(wěn)相傳輸架構(gòu)

式中：ω是信號的角頻率;φ0是初始相位。該本振信號被分成兩路,一路經(jīng)過分頻器獲得頻率為ω/2的輔助信號Va

(4)

該輔助信號Va再次被分為兩路,一路通過電光調(diào)制器調(diào)制到光載波上,經(jīng)過光鏈路傳輸?shù)竭h(yuǎn)端。在遠(yuǎn)端節(jié)點(diǎn),接收到的光信號由光電探測器探測后調(diào)制到另一個光載波上以進(jìn)行波長轉(zhuǎn)換。隨后,調(diào)制光信號通過同一光鏈路反向傳輸回中心節(jié)點(diǎn)。在中心節(jié)點(diǎn),利用光電探測器將回傳的光信號轉(zhuǎn)換成電信號Va,r

(5)

此時,該電信號中攜帶了鏈路往返傳輸時引入的鏈路延時及其抖動信息τ。

在中心節(jié)點(diǎn),本振信號的另一路與輔助信號的另一路混頻后獲得信號V2

(6)

信號V2與Va,r混頻后得到預(yù)失真信號V3

V3=cos(ω(t+τ)+φ0)

(7)

將預(yù)失真信號調(diào)制到光載波上并傳輸?shù)竭h(yuǎn)端節(jié)點(diǎn),消除掉鏈路抖動,在遠(yuǎn)端節(jié)點(diǎn)即可獲得與中心節(jié)點(diǎn)本振信號相位完全一致的信號V4

V4=V1=cos(ωt+φ0)

(8)

南京航空航天大學(xué)基于上述架構(gòu)[29],在20 km的光纖中成功傳輸6 GHz射頻信號,實(shí)現(xiàn)了小于1.17 ps的相位抖動。相比之下,未使用該方法時的相位抖動大于41 ps。西南交通大學(xué)提出了一種基于雙驅(qū)動MZM的光鏈路被動穩(wěn)相傳輸方案[30],利用該方案在50 km單模光纖上實(shí)現(xiàn)了10 GHz射頻信號的穩(wěn)定傳輸,10 h內(nèi)相位抖動均方根(RMS)為0.82 ps。隨后,該團(tuán)隊(duì)又提出了一種單激光器被動相位穩(wěn)定射頻傳輸方案[31],由于抑制了非相干瑞利散射噪聲,該方案顯著提高了系統(tǒng)穩(wěn)定性;在50km單模光纖上傳輸5 GHz射頻信號時,與沒有處理非相干瑞利散射噪聲的情況相比,新方案在10 kHz偏移處的單邊帶調(diào)制相位噪聲降低了10.9 dB。同時,在1×104s內(nèi),相位抖動均方根僅為1.12 ps。

當(dāng)分布式雷達(dá)節(jié)點(diǎn)數(shù)量增多時,上述點(diǎn)對點(diǎn)的穩(wěn)相技術(shù)難以進(jìn)一步滿足需求。為此,南京航空航天大學(xué)提出了一種基于偏分復(fù)用的多節(jié)點(diǎn)本振信號穩(wěn)相傳輸方法[32]。如圖4所示,在中心節(jié)點(diǎn),原始信號被分為兩路,其中一路信號經(jīng)過二分頻后由雙偏振馬赫-曾德爾調(diào)制器調(diào)制到光載波的X偏振態(tài)上,并將其作為探測信號往返傳輸。返回中心節(jié)點(diǎn)的探測信號經(jīng)過濾波后和原始信號進(jìn)行混頻生成預(yù)失真信號。隨后將預(yù)失真信號調(diào)制到Y(jié)偏振態(tài)上分發(fā)給遠(yuǎn)端節(jié)點(diǎn)。在遠(yuǎn)端節(jié)點(diǎn),將前向和后向傳輸光信號分離。前向傳輸?shù)念A(yù)失真信號調(diào)制到Y(jié)偏振態(tài)上,后向傳輸?shù)奶綔y信號調(diào)制到X偏振態(tài)上。光載波通過檢偏器后經(jīng)光電探測器恢復(fù)得到兩個頻率相同(原信號二分之一)、相位抖動互補(bǔ)的信號,這兩個信號混頻后理論上將完全消除相位抖動,從而得到相位穩(wěn)定的信號。利用該方案將5 GHz射頻信號傳輸?shù)?0 km和15 km兩個節(jié)點(diǎn)處時,RMS定時抖動分別為1.09 ps(約0.03 rad)和1.59 ps(約0.05 rad)。

圖4 基于偏振復(fù)用的多節(jié)點(diǎn)被動穩(wěn)相傳輸架構(gòu)

綜上所述,微波光子被動相位失真技術(shù)得益于簡單的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)、高響應(yīng)速度和不受限制的補(bǔ)償范圍等優(yōu)勢,有望為分布式相參雷達(dá)提供高精度的相頻同步手段。

2.2 微波光子時間同步技術(shù)

信號級相參合成要求不同雷達(dá)單元收發(fā)的信號在時間上實(shí)現(xiàn)精準(zhǔn)對齊,這就需要各雷達(dá)單元必須基于統(tǒng)一的時間基準(zhǔn)進(jìn)行操作。目前,在分布式相參雷達(dá)中,根據(jù)信號傳輸手段可將常用的時間同步技術(shù)大致分為兩類：基于無線射頻鏈路和基于激光鏈路。在無線射頻鏈路的時間同步方案中,通過微波雙向比對技術(shù),可以在大范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)節(jié)點(diǎn)間的時間同步。這種方案具有靈活可重構(gòu)組網(wǎng)的優(yōu)勢,但其同步精度易受波束寬度和多徑效應(yīng)影響;作為此類技術(shù)的代表,衛(wèi)星授時系統(tǒng)能夠?yàn)榉植际骄W(wǎng)絡(luò)提供廣域覆蓋的時間同步服務(wù)。但受限于環(huán)境(溫度、電離層變化、多徑等)的擾動,其同步精度只能達(dá)到ns量級[14-16]。相比之下,基于激光鏈路的時間同步技術(shù)具有窄波束、大帶寬、低損耗等優(yōu)勢,能夠?qū)崿F(xiàn)更高時間同步精度,是滿足寬帶分布式相參雷達(dá)時間同步需求的有效技術(shù)途徑。具體方法包括單向時間環(huán)回法與雙向時間對比法。

單向時間環(huán)回法直接通過光鏈路將時間信號分發(fā)至遠(yuǎn)端節(jié)點(diǎn)。該方法通過實(shí)時測量時間信號從中心節(jié)點(diǎn)到遠(yuǎn)端節(jié)點(diǎn)的傳播時延[33],在中心節(jié)點(diǎn)進(jìn)行時延補(bǔ)償,使時間信號穩(wěn)定地分發(fā)至遠(yuǎn)端節(jié)點(diǎn)。圖5為單向環(huán)回時間同步系統(tǒng)的典型架構(gòu)。首先由中心節(jié)點(diǎn)時鐘生成兩個1PPS信號,一個信號被送入近端的時間間隔計(jì)數(shù)器,而另一個則用于調(diào)制波長為λ1的光信號,隨后該信號經(jīng)由波分復(fù)用器傳送至遠(yuǎn)端節(jié)點(diǎn)。在遠(yuǎn)端節(jié)點(diǎn),時間信號由解調(diào)器提取出來作為時間基準(zhǔn),并再次被調(diào)制到波長為λ2的光信號上,回傳到中心節(jié)點(diǎn)。中心節(jié)點(diǎn)的時間間隔計(jì)數(shù)器測量往返時延后,對傳輸時延進(jìn)行精確補(bǔ)償,保障遠(yuǎn)端節(jié)點(diǎn)時間基準(zhǔn)的穩(wěn)定性。

圖5 基于單向環(huán)回法的時間同步系統(tǒng)架構(gòu)

基于單向時間環(huán)回法,波蘭克拉科夫AGH科技大學(xué)采用兩個互補(bǔ)AMS-0.35 μm CMOS工藝制造的電延時線,對鏈路時延漂移進(jìn)行了實(shí)時補(bǔ)償,在60 km的光纖鏈路中實(shí)現(xiàn)了12 ps的峰峰時間同步殘余波動[34]。清華大學(xué)和中國計(jì)量科學(xué)研究院將時間信號與9.1 GHz微波信號調(diào)制到不同波長上,并通過波分復(fù)用技術(shù)經(jīng)由同一光纖傳輸。他們在中心站補(bǔ)償傳輸引起的噪聲,最終實(shí)現(xiàn)了80 km傳輸距離下50 ps的時間同步精度[35]。上海光機(jī)所進(jìn)一步將時間和頻率信號調(diào)制到同一個光載波上,其中時間信號通過相位調(diào)制,而頻率信號通過強(qiáng)度調(diào)制,并在中心節(jié)點(diǎn)控制光學(xué)延遲線主動補(bǔ)償鏈路中的時延漂移噪聲,在110 km的光纖鏈路上實(shí)現(xiàn)了小于120 ps的峰峰值時間漂移[36]。南京航空航天大學(xué)基于微波光子相推法在公里量級的大氣信道鏈路上實(shí)現(xiàn)了精度優(yōu)于0.1 ps的時延測量和實(shí)時補(bǔ)償。該鏈路無需額外的硬件,所用器件帶寬僅為10 MHz。研究團(tuán)隊(duì)結(jié)合動態(tài)卡爾曼濾波有效地抑制了由大氣湍流引起的測量誤差。在閉環(huán)控制時,系統(tǒng)時間抖動為0.11 ps,時間抖動的標(biāo)準(zhǔn)偏差為0.28 ps[37]。盡管單向環(huán)回法具有結(jié)構(gòu)簡單的優(yōu)勢,其遠(yuǎn)端時間信號的穩(wěn)定性高度依賴鏈路的穩(wěn)定性,且同步性能受補(bǔ)償器件的范圍和精度限制。

雙向時間對比法的原理如圖6所示。在該技術(shù)中,兩地都有參考時鐘,其同步性能受鏈路時延波動影響較小,拓展性較強(qiáng)。以1PPS時間信號為例,設(shè)定全域時間基準(zhǔn)下中心節(jié)點(diǎn)A時鐘發(fā)出時間信號的時刻為t1,遠(yuǎn)端節(jié)點(diǎn)B時鐘發(fā)出時間信號的時刻為t2,則兩端的鐘差ΔT=t2-t1,代表著B端時鐘滯后于A端時鐘的值。

圖6 基于雙向時間對比時間同步原理圖

為方便表達(dá),假設(shè)兩端采用同樣的設(shè)備,此時可認(rèn)為兩端信號發(fā)生器的發(fā)送時延和時延解算模塊的接收時延是同一固定值,并可通過初始不對稱性標(biāo)定校準(zhǔn)。令時間脈沖信號從A端發(fā)射到B端所需要的時間為τA,從B端發(fā)射到A端所需要的時間為τB,則在該基準(zhǔn)下發(fā)射端和接收端同時進(jìn)行絕對時延測量的結(jié)果分別為

(9)

式中：τAB、τBA為傳輸路徑時延。由于初始鐘差固定,且雙向傳輸鏈路具有對稱性,可認(rèn)為τAB=τBA,則兩端鐘差可表示為

ΔT=(τA-τB)/2

(10)

將A端測量到的時間間隔值τB傳至B端,在B端計(jì)算便可得到鐘差。隨后,在B端對該鐘差進(jìn)行補(bǔ)償即可實(shí)現(xiàn)兩端的時間同步。

圖7為典型的微波光子雙向?qū)Ρ葧r間同步系統(tǒng)架構(gòu)。首先,A、B端時間信號經(jīng)過時延調(diào)節(jié)后由光發(fā)送模塊發(fā)送至另一端。兩端采用不同的光波長,以減少后向散射與端面反射的影響。隨后,時間信號經(jīng)光電轉(zhuǎn)換后,與本地時間信號送入時間間隔計(jì)數(shù)器,解算出兩端接收時延差。最后,將A端時延差信息傳輸?shù)紹端,在B端解算出兩端鐘差后,通過調(diào)節(jié)時延模塊補(bǔ)償鐘差,實(shí)現(xiàn)兩端時間同步。

圖7 基于雙向?qū)Ρ确ǖ奈⒉ü庾訒r間同步系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

基于雙向時間對比法,上海交通大學(xué)吳龜靈團(tuán)隊(duì)結(jié)合時分復(fù)用技術(shù)在實(shí)驗(yàn)室13 134 km等效長度的光纖鏈路上實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)定度優(yōu)于30 ps的時間同步[38]。隨后,該團(tuán)隊(duì)又基于波分復(fù)用時頻同傳技術(shù),在62 km的光纖鏈路上實(shí)現(xiàn)了時頻同時傳輸,時間同步精度達(dá)到3.5 ps/s[39]。中國科學(xué)院國家授時中心利用超窄激光器產(chǎn)生傳輸信號,并引入色散誤差修正機(jī)制,在1 085 km的光纖鏈路中實(shí)現(xiàn)了18 ps的時間同步標(biāo)準(zhǔn)差[40]。

在雙向?qū)Ρ葧r間同步技術(shù)的研究中,光頻梳憑借其在頻域和時域都具有極高的穩(wěn)定性,可作為高穩(wěn)定的時間基準(zhǔn)受到廣泛關(guān)注。美國國家標(biāo)準(zhǔn)與技術(shù)研究院的Jean-Daniel等[41]在2015年首次結(jié)合線性光學(xué)采樣技術(shù),實(shí)現(xiàn)了基于光頻梳的時間同步,其系統(tǒng)架構(gòu)如圖8所示。該系統(tǒng)利用不同重頻光頻梳之間脈沖的周期性干涉實(shí)現(xiàn)飛秒級時延差測量進(jìn)而提高時間同步精度：首先分別測量出近、遠(yuǎn)端節(jié)點(diǎn)本地頻梳與傳輸頻梳的鐘差,然后實(shí)現(xiàn)基于雙向時間對比的鐘差解算,最終在遠(yuǎn)端節(jié)點(diǎn)通過10 Hz帶寬的比例積分控制器反饋控制調(diào)節(jié)時延,使得兩端時間同步。兩天內(nèi)4 km空間鏈路的時間漂移僅40 fs;而在6 500 s時間內(nèi),該漂移甚至低于1 fs。四年后,該團(tuán)隊(duì)結(jié)合色散補(bǔ)償技術(shù)與多普勒抑制算法,使用裝載24 m/s高速掃描延時線反射光路的四軸飛行器,在4 km空間鏈路內(nèi)實(shí)現(xiàn)了1 fs的時間同步標(biāo)準(zhǔn)差[42]。中國科學(xué)技術(shù)大學(xué)也采用光頻梳線性采樣方案,在16 km自由空間鏈路中實(shí)現(xiàn)了優(yōu)于10 fs的時間比對精度[43],隨后利用兩對線性采樣系統(tǒng)在113 km空間鏈路中實(shí)現(xiàn)了優(yōu)于0.5 fs/30 s的時間比對精度[44]。基于光頻梳的時間同步因具有極高的精度,非常適合基于空間激光鏈路的同步場景。但當(dāng)這項(xiàng)技術(shù)被應(yīng)用于光纖鏈路時,其性能會受色散等因素影響,優(yōu)勢難以發(fā)揮。

圖8 基于線性光學(xué)采樣的時間同步系統(tǒng)架構(gòu)

2.3 微波光子空間同步技術(shù)

在分布式相參雷達(dá)系統(tǒng)中,天線空間位置的變化將直接耦合到相位同步誤差中,降低雷達(dá)的相參增益。因此,精準(zhǔn)地獲取各單元雷達(dá)天線的空間位置是實(shí)現(xiàn)高相參增益的前提。目前能實(shí)現(xiàn)高精度三維空間位置測量的技術(shù)主要包括激光測距技術(shù)、全球?qū)Ш叫l(wèi)星(GNSS)[45]技術(shù)等。

由于激光光束定向性強(qiáng)、波長短等優(yōu)勢,激光測距技術(shù)的典型測量精度可達(dá)±0.3 μm/m。為實(shí)現(xiàn)高精度空間位置測量,目標(biāo)角度信息的精準(zhǔn)測量同等重要。但目前激光測距類儀器的測角精度(典型值±0.5″)較低,測距精度與測角精度還難以匹配,極大限制了對目標(biāo)的定位性能。為解決這一問題,可以使用激光多邊法對物體的位姿狀態(tài)進(jìn)行測量。激光多邊法同時使用多臺激光跟蹤干涉儀組網(wǎng)測量目標(biāo)物體的姿態(tài),如圖9所示。利用四個已知坐標(biāo)的測量基站(A,B,C,D),只要測出PA,PB,PC,PD四個長度就能夠求解待測天線P的三維位置坐標(biāo)。天津大學(xué)基于獨(dú)立式雙軸驅(qū)動方法研制了一種4路的激光跟蹤三維坐標(biāo)測量系統(tǒng)[46],實(shí)現(xiàn)了平均值約2.4 μm的三維坐標(biāo)測量誤差;中國計(jì)量科學(xué)院基于激光多邊法研制出一種坐標(biāo)測量誤差優(yōu)于8.9 μm的測量系統(tǒng)[47]。激光多邊法測量精度主要受限于其測量基站的數(shù)量。而當(dāng)測量基站數(shù)量增加時,系統(tǒng)參數(shù)標(biāo)定和計(jì)算復(fù)雜度也隨之增加,導(dǎo)致系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜、成本高昂。此外,在強(qiáng)光照射或大氣污染等惡劣天氣影響下,激光測距的測量精度和穩(wěn)定性會嚴(yán)重下降。

圖9 基于激光測距的空間位置測量原理

基于GNSS的空間位置測量技術(shù),是通過導(dǎo)航衛(wèi)星將它們的軌道信息編碼到信號中并廣播,地面接收站捕獲這些信號后,通過解算獲得衛(wèi)星的精確位置以及地面目標(biāo)與衛(wèi)星之間的準(zhǔn)確距離,從而得到目標(biāo)在三維空間中的位置信息。該技術(shù)以其高精度、良好的穩(wěn)定性和無累積誤差等特點(diǎn),成為了一種可靠且有效的空間位置測量方法。

為提高測量精度,GNSS空間測量系統(tǒng)通常采用差分技術(shù)來消除衛(wèi)星軌道誤差、電離層和對流層延遲等對載波相位的影響。目前,差分技術(shù)主要分為載波相位雙差模型和單差模型。雙差模型通過對單差模型進(jìn)行二次差分,進(jìn)一步消除了不同天線接收機(jī)之間的傳輸時延。然而,受限于衛(wèi)星的幾何分布不均勻,雙差模型對于垂直方向上的位移變化量不夠敏感,其垂直方向的測量誤差是水平方向的三到五倍。通常情況下,基于雙差模型的GNSS空間測量技術(shù)在測量精度上僅能達(dá)到厘米量級。為拓展測量范圍,GNSS空間測量系統(tǒng)將各天線接收到的導(dǎo)航信號通過電纜或光鏈路傳輸至接收機(jī)進(jìn)行載波相位提取。電纜由于傳輸損耗大,會大大限制系統(tǒng)的測量范圍。相比之下,通過低損耗的光鏈路可以實(shí)現(xiàn)更大范圍的空間基線測量。此外,由于光鏈路可以實(shí)現(xiàn)大范圍傳輸時延的實(shí)時監(jiān)測,采用單差算法即可結(jié)算三維坐標(biāo),并有效解決傳統(tǒng)雙差技術(shù)在垂直方向精度不足的問題。

在載波相位單差模型中,原始載波相位觀測方程為

(11)

通過對不同天線處的載波相位觀測量進(jìn)行差分運(yùn)算,可以得到載波相位單差模型

(12)

(13)

圖10 基于GNSS的空間位置測量原理

接收機(jī)鐘差可通過在接收機(jī)做共時鐘處理而消除,由此可得到單差后的載波相位為

(14)

令觀測到的衛(wèi)星數(shù)量為N,我們得到單差模型的矩陣表達(dá)式為

λΔφij-LBi=SkbT+λΔNij

(15)

圖11 基于線性調(diào)頻光時延測量的GNSS空間同步系統(tǒng)

綜上所述,基于激光測距的同步方案測距精度高,但需要高精度、高穩(wěn)定的空間激光建鏈,同時,多節(jié)點(diǎn)的位置解算對硬件資源也提出了極高的要求。而基于光載GNSS三維基線測量技術(shù)對硬件要求低,并可自由組網(wǎng),有望實(shí)現(xiàn)高精度、大范圍、任意節(jié)點(diǎn)的空間同步。

3 分布式相參雷達(dá)性能驗(yàn)證

為了驗(yàn)證分布式相參探測的性能,本文構(gòu)建了一套基于微波光子技術(shù)的寬帶分布式相參探測原理驗(yàn)證系統(tǒng)。該系統(tǒng)工作于X波段,具有2發(fā)2收的結(jié)構(gòu)。其中,發(fā)射單元利用微波光子倍頻技術(shù)生成瞬時帶寬為4 GHz的探測信號,接收單元采用微波光子去斜接收技術(shù)對回波信號進(jìn)行接收處理。待測目標(biāo)設(shè)置為直徑為5 mm的螺栓。根據(jù)初始參數(shù)估計(jì)的結(jié)果,調(diào)整兩個雷達(dá)單元發(fā)射信號的時延和相位,讓多個發(fā)射波形同時、同相地照射目標(biāo),實(shí)現(xiàn)發(fā)射相參。隨后對兩單元接收信號進(jìn)行相參接收,實(shí)現(xiàn)收發(fā)全相參,從而進(jìn)一步提升信噪比。

圖12為發(fā)射相參和全相參模式下雷達(dá)去斜接收的結(jié)果。在發(fā)射相參模式下,回波信噪比較單部雷達(dá)提升了5.93 dB;在收發(fā)全相參模式下回波信噪比較單部雷達(dá)提升了8.82 dB,非常接近理論值6 dB和9 dB。

圖12 相參模式下去斜信號的頻譜

在相參雷達(dá)成像方面,清華大學(xué)的研究團(tuán)隊(duì)對微波光子分布式相參雷達(dá)系統(tǒng)進(jìn)行了距離多普勒成像的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證[19]。在實(shí)驗(yàn)中,將三個角反射器以10 cm間隔均勻擺放,分別測試了兩個雷達(dá)單元在單站模式、發(fā)射相參模式及全相參模式下的成像結(jié)果。結(jié)果顯示,在發(fā)射相參模式下,回波信噪比有所提升,距離雷達(dá)發(fā)射機(jī)最近的角反射體可以被明顯探測到,但另外兩個角反射體的成像結(jié)果較為模糊。當(dāng)雷達(dá)工作在收發(fā)全相參模式時,回波信噪比得到了進(jìn)一步提升,可在成像結(jié)果中清晰分辨三個目標(biāo)。

4 結(jié)束語

本文對分布式相參雷達(dá)及其所需的時、空、頻、相信號同步技術(shù)進(jìn)行了總結(jié)與分析。針對高頻段分布式相參雷達(dá)系統(tǒng)對時、空、頻、相同步精度的高要求,重點(diǎn)探討了微波光子測量與同步技術(shù)?；诠鈱W(xué)系統(tǒng)波束細(xì)、帶寬大、傳輸損耗低和并行處理等特點(diǎn),微波光子技術(shù)為高精度時、空、頻、相同步提供了可行的解決途徑。其中,微波光子主/被動穩(wěn)相傳輸、微波光子時間同步、高精度激光測距以及光載GNSS三維基線測量等關(guān)鍵技術(shù)已在精度和作用距離上展現(xiàn)出了獨(dú)特優(yōu)勢,可為分布式相參探測,尤其是高頻段雷達(dá)的分布式相參,提供關(guān)鍵支撐。值得關(guān)注的是,隨著分布式相參技術(shù)在天基、空基、?；葎悠脚_上拓展應(yīng)用,微波光子技術(shù)的高速同步能力也有望發(fā)揮重要作用。