用于新能源發(fā)電的新型升降壓轉(zhuǎn)換器及其控制策略

羅 朋, 陳光浩, 楊東紅, 郭 磊

(廣東海洋大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院,廣東 湛江 524088)

由于能源、環(huán)境問題的日益突出,太陽能、波浪能和風(fēng)力發(fā)電等新能源發(fā)電得到廣泛應(yīng)用[1],然而新能源發(fā)電裝置受環(huán)境因素影響大,普遍存在輸出電壓變化大的問題[2],難以實(shí)現(xiàn)能量的儲(chǔ)存。升降壓轉(zhuǎn)換器由于同時(shí)具有升壓和降壓能力,適用于新能源發(fā)電裝置的儲(chǔ)能。傳統(tǒng)升降壓轉(zhuǎn)換器因寄生參數(shù)影響,在極端占空比下運(yùn)行時(shí),效率會(huì)大大降低,電壓應(yīng)力很大,難以工作在較寬范圍的輸入電壓下。同時(shí)其輸入電流不連續(xù),輸入電流紋波大。因此,更寬的轉(zhuǎn)換比和輸入電流連續(xù)成為解決問題的關(guān)鍵。

Banaei等[3]、Miao等[4]、Banaei等[5]、Li等[6]及李夢(mèng)嬌等[7]通過加入儲(chǔ)能單元和開關(guān)器件獲得更寬的轉(zhuǎn)換比,但其輸入電流不連續(xù)。交錯(cuò)型轉(zhuǎn)換器[8]在低壓應(yīng)力下可以實(shí)現(xiàn)高升壓或降壓轉(zhuǎn)換比,但控制策略復(fù)雜。Bahrami等[8]、Hsieh等[9]、Hasanpour等[10]及榮德生等[11]采用耦合電感結(jié)構(gòu),通過調(diào)節(jié)匝數(shù)比使電路獲得更高升壓比和降壓比,但其開關(guān)管數(shù)量多,開關(guān)損耗大。Zhang等[12]和Kumar等[13]提出了單管的升降壓轉(zhuǎn)換器,在實(shí)現(xiàn)更寬轉(zhuǎn)換比的同時(shí),也能實(shí)現(xiàn)輸入電流連續(xù),但其開關(guān)管電壓應(yīng)力大。

升降壓轉(zhuǎn)換器通常采用傳統(tǒng)的PI 控制,但是在某些應(yīng)用場(chǎng)合,如輸入電壓變化較大時(shí),傳統(tǒng)的PI 控制往往無法獲得滿意的系統(tǒng)動(dòng)態(tài)和靜態(tài)控制性能,甚至?xí)霈F(xiàn)系統(tǒng)不穩(wěn)定運(yùn)行的現(xiàn)象。Li等[14]、Yang等[15]及周坤雨等[16]提出了預(yù)測(cè)控制、滑?？刂频瓤刂撇呗?這些策略能提高升降壓轉(zhuǎn)換器的輸出動(dòng)態(tài)響應(yīng)的速度,但是不適用于存在較大輸入擾動(dòng)的情況。前饋算法通過對(duì)輸入電壓的采樣,可以抑制輸入電壓擾動(dòng)對(duì)輸出電壓的影響,能夠有效改善轉(zhuǎn)換器的輸入暫態(tài)響應(yīng)[17]。

本文提出了一種新型升降壓轉(zhuǎn)換器。使用耦合電感獲得更寬的轉(zhuǎn)換比,為提高效率,由電容和二極管組成的無源鉗位電路回收漏感能量,抑制漏感造成的開關(guān)管電壓尖峰,使得輸入電流連續(xù)。設(shè)計(jì)了一種PI控制器結(jié)合前饋控制策略,實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)換器在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)良好的輸入暫態(tài)響應(yīng)。這種控制策略能使轉(zhuǎn)換器穩(wěn)定工作在新能源發(fā)電裝置儲(chǔ)能場(chǎng)景。

1 轉(zhuǎn)換器模態(tài)分析

所提出的升降壓轉(zhuǎn)換器的等效電路如圖1所示,由二極管D1、D2、D3、電感L1、耦合電感、電容C1和Co、開關(guān)管S組成。為了便于轉(zhuǎn)換器分析,電容C1和Co足夠大,VC1和VCo在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)可視為恒定電壓;耦合電感的匝數(shù)比定義為Np∶Ns=1∶n。轉(zhuǎn)換器在連續(xù)導(dǎo)通模式(continuous conduction mode,CCM)下工作,主要波形和能量流動(dòng)分別如圖2和圖3所示。在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi),轉(zhuǎn)換器主要有4個(gè)工作模態(tài),各模態(tài)的主要工作過程如下。

圖1 所提轉(zhuǎn)換器等效電路

圖2 所提轉(zhuǎn)換器的主要波形

圖3 轉(zhuǎn)換器的4種工作模態(tài)

模態(tài)一(t0～t1,圖3(a)):S、D2、D3導(dǎo)通,D1截止。Vin為耦合電感一次側(cè)充電,iLk增加。電感L1通過D3為負(fù)載提供能量,C1與耦合電感二次側(cè)為負(fù)載和L1充電,iD3減小。當(dāng)iD3減小為0時(shí),此模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)二(t1～t2,圖3(b)):S、D2導(dǎo)通,D1、D3截止。Vin為耦合電感一次側(cè)充電,iLk增加,C1和耦合電感二次側(cè)為負(fù)載和L1充電,iL1增加。當(dāng)開關(guān)管S關(guān)斷時(shí),此模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)三(t2～t3,圖3(c)):S關(guān)斷,D1、D2、D3導(dǎo)通。Vin和耦合電感一次側(cè)為C1充電,iLm線性下降。耦合電感二次側(cè)與L1為負(fù)載供電,iL1持續(xù)減小。當(dāng)iLm等于iLk時(shí),D2截止,此模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)四(t3～t4,圖3(d)):S關(guān)斷、D2截止,D1、D3導(dǎo)通。Vin和耦合電感一次側(cè)為C1充電,iLm減小。L1為負(fù)載供電,iL1下降。當(dāng)開關(guān)管S導(dǎo)通時(shí),此模態(tài)結(jié)束。

2 穩(wěn)態(tài)分析和比較

2.1 電壓轉(zhuǎn)換比

為了簡(jiǎn)化分析,模態(tài)一和模態(tài)三是由于漏感Lk引起的,時(shí)間很短,只考慮模態(tài)二和模態(tài)四。

在圖3(b)的0～DT期間,根據(jù)基爾霍夫電壓定律(KVL),推導(dǎo)出的方程式為

VLm=Vin;

(1)

VL1=VC1+nVLm-VCo。

(2)

在圖3(d)的DT～T期間,方程表示為

VLm=VC1-Vin;

(3)

VL1=-VCo。

(4)

根據(jù)式(1)和式(3),由Lm的伏秒平衡可得

(5)

根據(jù)式(1)、(3)、(4),由L1的伏秒平衡可得

(6)

由式(6)可得,轉(zhuǎn)換器的電壓轉(zhuǎn)換比為

(7)

圖4展示了在不同匝數(shù)比n的情況下,電壓轉(zhuǎn)換比M與占空比D的關(guān)系曲線,當(dāng)占空比一定時(shí),匝數(shù)比越高,電壓轉(zhuǎn)換比越高。

圖4 不同匝數(shù)比下電壓轉(zhuǎn)換比與占空比之間的關(guān)系曲線

2.2 電壓電流應(yīng)力分析

根據(jù)圖3(b)和圖3(d)可以推導(dǎo)出開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力如下:

(8)

(9)

(10)

從圖3(b)中,根據(jù)基爾霍夫電流定律(KCL),可推導(dǎo)出以下關(guān)系:

iCo=io-iL1;

(11)

iC1=iL1=iD2。

(12)

從圖3(d)中,根據(jù)KCL,可推導(dǎo)出以下關(guān)系:

iC1=-iLm=-iD1;

(13)

iCo=iL1-io;

(14)

iD3=iL1。

(15)

根據(jù)式(11)和式(14),由電容Co的安秒平衡可得

(16)

由圖3(b)可推導(dǎo)出電感L1的紋波如下:

(17)

由式(16)和式(17)可得L1的電流最大值和最小值為

(18)

(19)

根據(jù)式(12)、(13)、(16),由電容C1的安秒平衡得到ILm為

(20)

根據(jù)圖3(d),Lm的紋波表示為

(21)

由式(20)、(21)可得Lm的電流最大值和最小值為

(22)

(23)

根據(jù)圖3(b)和3(d)以及式(16)和式(20)可以推導(dǎo)出開關(guān)管和二極管的電流應(yīng)力如下:

ID1=ID2=DIo;

(24)

ID3=(1-D)Io;

(25)

(26)

2.3 功率器件設(shè)計(jì)

在邊界導(dǎo)電模式(boundary conduction mode,BCM)下,輸出電流為IoB,根據(jù)式(19)和(23)可以得到電感L1與Lm為

(27)

(28)

假設(shè)C1和Co的電壓紋波為ΔVC1和ΔVCo,fs為開關(guān)頻率,電容的計(jì)算公式為

(29)

根據(jù)式(4)、(11)、(12)、(16),電容C1、Co應(yīng)該滿足以下條件:

(30)

(31)

2.4 性能對(duì)比

如表1所示,本文對(duì)單開關(guān)管結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換器與所提出轉(zhuǎn)換器進(jìn)行了性能對(duì)比。與文獻(xiàn)[6]中的轉(zhuǎn)換器相比,所提轉(zhuǎn)換器輸入電流連續(xù),開關(guān)管電壓應(yīng)力低,能夠降低輸入電流紋波和開關(guān)管開關(guān)損耗;與文獻(xiàn)[13-14]中的轉(zhuǎn)換器相比,所提轉(zhuǎn)換器組件總量數(shù)少,開關(guān)管電壓應(yīng)力低,具有成本低和效率高的優(yōu)點(diǎn)。

表1 轉(zhuǎn)換器性能對(duì)比

3 轉(zhuǎn)換器控制策略

3.1 小信號(hào)建模

小信號(hào)建模被用來推導(dǎo)后續(xù)控制的開環(huán)傳遞函數(shù),本小節(jié)提供了所提出的轉(zhuǎn)換器的小信號(hào)推導(dǎo)和分析,利用開環(huán)傳遞函數(shù)推導(dǎo)出合適的PI參數(shù)。為了簡(jiǎn)化CCM模態(tài)下該轉(zhuǎn)換器的小信號(hào)模型分析,在分析過程中只考慮模態(tài)二和模態(tài)四,將狀態(tài)向量定義為

(32)

(33)

并且輸入向量定義為

u=[vin]。

(34)

在0～DT時(shí)間段,根據(jù)圖3(b)可以得到以下狀態(tài)矩陣:

(35)

在DT～T時(shí)間段,根據(jù)圖3(d)可以得到以下狀態(tài)矩陣:

(36)

狀態(tài)平均方程如下:

(37)

根據(jù)式(33)、(34)、(35)、(36)、(37)可得空間狀態(tài)平均矩陣如下:

(38)

狀態(tài)變量、輸入變量和控制變量可以用小信號(hào)干擾變量描述為

(39)

式中:IL1、ILm、Vin、VC1、VCo、D分別為iL1、iLm、vin、vC1、vCo、d的平均值。占空比到輸出的傳遞函數(shù)如下:

(40)

式中:M0=R(1-D)2;M1=(L1(1-D)2-D2Lm);M2=R(CoL1(1-D)2+Lm(CoD2-C1));M3=C1L1Lm;M4=C1CoL1LmR;N0=R(1-D)2((1-D)2+1);N1=D2Lm(Dn-1-n);N2=-LmC1R((1-D)2n+1-D)。

3.2 PI控制器設(shè)計(jì)

為了使轉(zhuǎn)換器工作能夠穩(wěn)定運(yùn)行,在小信號(hào)模型的基礎(chǔ)上進(jìn)行PI控制器的設(shè)計(jì),PI控制器的傳遞函數(shù)定義為

(41)

閉環(huán)傳遞函數(shù)GClose-Loop(s)表示為

GClose-Loop(s)=GVod(s)Gc(s)。

(42)

根據(jù)式(41)和式(42),采用工程近似法對(duì)Kp、Ki進(jìn)行取值,Kp為0.000 78,Ki為0.001。升壓模式下閉環(huán)伯德圖如圖5(a)所示,降壓模式下的閉環(huán)伯德圖如圖5(b)所示。圖5說明了在PI控制器的作用下,轉(zhuǎn)換器在升壓與降壓狀態(tài)下工作穩(wěn)定狀態(tài)均穩(wěn)定。

圖5 加入PI控制器后的環(huán)路增益伯德圖

3.3 PI控制器結(jié)合前饋控制策略

根據(jù)輸入采樣電壓和輸出給定電壓計(jì)算轉(zhuǎn)換器占空比的前饋算法,通過小信號(hào)建模得出PI參數(shù),使轉(zhuǎn)換器在升壓和降壓模式下穩(wěn)定輸出電壓,控制框圖如圖6所示。

圖6 閉環(huán)控制框圖

4 損耗分析

轉(zhuǎn)換器的效率受到寄生參數(shù)的影響。rL1、rLp、rLs、rC1及rCo分別表示電感L1、耦合電感一次側(cè)、耦合電感二次側(cè)、電容C1和Co的等效電阻。rds為開關(guān)管S的導(dǎo)通電阻,rD1、rD2和rD3分別為二極管D1、D2和D3的導(dǎo)通電阻,VF1、VF2和VF3分別為二極管D1、D2和D3的導(dǎo)通壓降。

4.1 電感損耗

根據(jù)式(16)和式(20)可得L1、耦合電感一次側(cè)和二次側(cè)電流有效值為

(43)

(44)

(45)

根據(jù)式(43)、(44)、(45),總電感損耗為

(46)

4.2 電容損耗

根據(jù)式(13)、(14)、(16)、(20)可得電容C1和Co的電流有效值為

(47)

(48)

電容總損耗為

PC=IC1(rms)2rC1+ICo(rms)2rCo。

(49)

4.3 開關(guān)損耗

開關(guān)管損耗主要為rds引起的導(dǎo)通損耗以及上升時(shí)間tr和下降時(shí)間tf引起的開關(guān)損耗,根據(jù)式(26)可得開關(guān)管S的電流有效值為

(50)

開關(guān)管的導(dǎo)通損耗為

PS-C=Ids(rms)2rds。

(51)

開關(guān)管的開關(guān)損耗為

(52)

4.4 二極管損耗

二極管的損耗主要為導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗,根據(jù)式(24)和(25)可得二極管D1、D2和D3的電流有效值為

(53)

(54)

(55)

二極管的開關(guān)損耗可表示為

PD-S=VF1ID1+VF2ID2+VF3ID3。

(56)

二極管的導(dǎo)通損耗可表示為

(57)

根據(jù)式(48)、(49)、(51)、(52)、(56)、(57),轉(zhuǎn)換器的總損耗為

PLoss=PL+PC+PS-C+PS-S+PD-C+PD-S。

(58)

假設(shè)Po為轉(zhuǎn)換器的輸出功率,則轉(zhuǎn)換器效率為

(59)

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證轉(zhuǎn)換器和PI控制器結(jié)合前饋控制策略的可行性,表2給出了所提轉(zhuǎn)換器的樣機(jī)參數(shù),實(shí)驗(yàn)樣機(jī)實(shí)物如圖7所示。圖8展示了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的實(shí)物測(cè)試圖,其中直流電源型號(hào)為TH6900,直流負(fù)載型號(hào)為IT8513B+,示波器型號(hào)為WaveSurfer 4054HD,驅(qū)動(dòng)芯片型號(hào)為TMS320F28335,電壓探頭型號(hào)為DP6150,電流探頭型號(hào)為HCP8030。

表2 樣機(jī)參數(shù)

圖7 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)實(shí)物照片

圖8 實(shí)物測(cè)試照片

在滿載情況下,圖9展示了所提轉(zhuǎn)換器升壓和降壓2種模式下的實(shí)驗(yàn)波形。由圖9(a)和9(d)可以看出,開關(guān)管在升壓和降壓情況下電壓被鉗位,說明漏感回收電路起作用。由圖9(c)和9(f)可以看出iLk在升壓和降壓情況下是連續(xù)的,輸入電流等于iLk,轉(zhuǎn)換器輸入電流連續(xù)。圖9中的實(shí)驗(yàn)波形與圖2所展示的波形圖基本一致,開關(guān)管電壓應(yīng)力Vds在升壓模式下為55 V,在降壓模式下為88 V。

圖9 滿載情況下的實(shí)驗(yàn)波形

圖10展示了所提轉(zhuǎn)換器在輸入電壓最大值為60 V,最小值為20 V,呈方波規(guī)律變化下加入前饋控制前后輸入擾動(dòng)對(duì)比測(cè)試實(shí)驗(yàn)波形。圖10(a)展示了未加前饋的輸入擾動(dòng)測(cè)試波形,輸出電壓峰值達(dá)到72 V,超調(diào)量達(dá)50%;圖10(b)展示了加入前饋控制的輸入擾動(dòng)測(cè)試波形,輸出電壓尖峰僅為50 V,超調(diào)量?jī)H為4.2%,可見加入前饋控制提高了轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)定性。圖11(a)、11(b)分別展示了20 V和60 V輸入電壓、48 V輸出電壓,輸出功率從半載變到滿載再變回半載的擾動(dòng)測(cè)試,輸出電壓穩(wěn)定在48 V,說明所設(shè)PI參數(shù)能使所提轉(zhuǎn)換器具有良好的輸出暫態(tài)響應(yīng)。

圖10 加入前饋控制前后輸入擾動(dòng)對(duì)比測(cè)試

圖11 輸出功率的擾動(dòng)測(cè)試

圖12為轉(zhuǎn)換器升壓模式和降壓模式分別在不同功率下的效率曲線,滿載測(cè)量效率分別為92.80%、96.03%,最大測(cè)量效率分別為97.08%、97.10%。

圖12 升壓和降壓模式下實(shí)測(cè)效率曲線圖

圖13展示了滿載下轉(zhuǎn)換器分別在20 V和60 V輸入電壓,48 V輸出電壓的計(jì)算損耗分布,升壓模式總損耗為6.84 W,降壓模式總損耗為3.38 W。

圖13 滿載情況下升壓和降壓模式計(jì)算損耗分布

7 結(jié)論

針對(duì)新能源發(fā)電裝置,本文提出一種基于PI 控制器結(jié)合前饋控制的新型單管耦合型升降壓轉(zhuǎn)換器。詳細(xì)分析了轉(zhuǎn)換器的工作原理,比較了相關(guān)轉(zhuǎn)換器的性能,設(shè)計(jì)了轉(zhuǎn)換器的控制策略。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了轉(zhuǎn)換器理論分析的可行性,所提控制策略改善了轉(zhuǎn)換器對(duì)輸入電壓突變的響應(yīng)特性。轉(zhuǎn)換器升壓滿載測(cè)量效率為92.80%,最大效率為97.08%;降壓滿載測(cè)量效率為96.03%,最大效率為97.10%。